Rhéostat équivalent

[mirroiratrou]

RE

Il s'emblerait que le pallier dont je vous parlais a 400mA change en modifiant la résistance de 10K en série avec le potentiommetre.

EST-ce que quelqu'un peut me dire par quel valeur la remplacer pour ne plus avoir ce pallier ou le mettre assez haut?

Merci d'avance.

[mirroiratrou]

J'ai remplacéla résistance de 10k par unede 1K et je 'ai que 600mA.

C'est déjà mieux mais je vais quand même pas enlever la résistance? Si?
Quand pensez vous?
Dois-je aussi modifier mon potentiommètre?

Merci de votre aide.

[mirroiratrou]

Oubliez tous sur les histoires de courant.

C'était des erreurs de mesures.

Dsl je suis nul

J'ai plusieurs ampères en fait.C'est bon.

Je vous solicite si j'ai de nouvelles questions.

Merci

[mirroiratrou]

Bonjour a tous.

J'aurais aimé remplacer le IRFZ44N par un autre transistor avec un "gate threshold voltage" plus faible.

Avez vous des references à me proposer?
Merci de m'aider je cherche aussi de mon côté.

[Jean-Guy]

Bonjour à tous et toutes
Bonjour miroiratrou

Motorola Semiconductor fabriquait des MOSFET et des IGBT dont le seuil ("threshold") était conçu pour être commandé par des puces TTL. Aujourd'hui, Motorola Semiconductor s'appelle ON Semiconductor.

http://www.onsemi.com/

Tu peux aussi consulter les catalogues en ligne de IR (International Rectifier), National Semiconductor et autres.

Cherche des "Logic Threshold" MOSFET ou IGBT. Si tu entends opérer à assez haute fréquence, ou si le temps d'allumage et d'éteignage (ON time Ton, et OFF time Toff) doit être rapide, je te recommande des MOSFET. Sinon, un IGBT pourraît être préférable.

A+

[mirroiratrou]

Salut

Ok merci Jean-Guy je vais voir tout de suite.
Ca va fonctinner en 50Hz.

Bonne journée
Merci

[mirroiratrou]

Salut a tous

Pour repréciser la situation je vous joint le schéma en place et la courbe du courant en sortie du transfo avec l'indication du problème en rouge.

Je souhaiterais un signal sinusoidale.
Ma présédente question est elle bien en rapport avec le problème?Ai je bien siblé le problème?
Sinon je suis OK pour des suggestions.

Jean Guy ca ne m'arrange pas trop de commander le seuil car ca complique pas mal et je n'ai trouvé aucun seuil en dessous d'un volt sinon.
Ca existe moins ou pas?

Merci de votre aide.

[alayn91]

Bonjour,

Les flèches rouges indiquent les tensions de déchets, dues au pont de diodes et à la tension Vds, du MOSFET, en mode saturée.

On peut gagner 2 tensions directes du pont de diodes, en remplaçant celui-ci
par 2 montages symétriques, en parallèles.

Sur le secondaire, on branche une diode dans un sens, en série avec une source de courant, positive, par ex.
On branche, en parallèle, une 2ème diode, dans l'autre sens, et une source de courant négative.

Les sources de courant doivent être appairées.

Pour supprimer ces tensions de seuil, il faut une source courant sinusoidale
beaucoup plus sophistiquée.

Les sources de courant doivent être appairées.

Salutations;
Alain.

[mirroiratrou]

Salut

Merci alain pour tes renseignements mais cela me semble bien compliqué quand même!

Penses tu que je puisse négliger ce défaut dans mon cas ou je dois absolument le corriger?

Si j'ai pas le choix tu pourais me faire un schéma car j'ai un peu de mal a voir se que tu raconte! Dsl

Je te montre ce que j'ai compris ca trouve j'ai bien compris sans m'en rendre compte!

Merci en tout cas de ton aide depuis le début.

[Jean-Guy]

Bonjour à tous et toutes
Bonjour miroiratrou

Tu dis

Jean Guy ca ne m'arrange pas trop de commander le seuil car ca complique pas mal et je n'ai trouvé aucun seuil en dessous d'un volt sinon.

Je ne comprends pas bien pourquoi tu as besoin d'un MOSFET ou d'un IGBT à seuil bas puis qu'il est commandé par ton comparateur qui, lui, est alimenté en 12 volts...

Il me semble que le MOSFET ou le IGBT pourrait fort bien avoir un seuil jusqu'à 8 ou 9 volts...

[mirroiratrou]

Salut Jean Guy

Donc mon problème ne vient pas du seuil du transistor?

Sais tu ou est mon problème?
Es tu d'accord avec l'idées d'alain?

Merci pour tes conseils

[mirroiratrou]

Re a tous

Suite a ma première impression qui était de mettre en cause le transistor j'ai remplacer le IRFZ44N par un STP55N06L.

Voila la fiche technique
http://docs-europe.electrocomponents...6b8047601b.pdf

Le pallier est maintenant largement moins long.

Je pense que c'est le paramètre de seuil évoqué avant qui joue.
Vous confirmez?Ou si j'ai eu de la chance expliquez moi please.

Mes questions précédentes sont toujours valables.

Merci d'avance pour vos réponses, conseils et Idées. merci

[Jean-Guy]

Bonjour miroiratrou

J'ai re-parcouru TOUT le sujet et je crois que nous nous enfargeons dans les fleurs du tapis... Je ne peux malheureusement pas voir ton dernier shéma (encore en attente de validation) mais je crois comprendre que ce que tu désires faire est de remplacer un rhéostat (ou "résistance variable"). Or qu'est-ce qu'une résistance? Vue par la source, c'est le ratio entre le voltage et le courant . Tu veux donc faire un "machin-qui-laisse-passer-un-courant" ("current sink") proportionnel à la tension instantanée. Le ratio entre le voltage et le courant serait la résistance simulée. Ce ratio serait variable d'un test à l'autre, ou pendant un même test pour mesurer l'impédance du transfo DUT ("Device Under Test" dans l'image jointe) sous différentes charges.

Je ne suis pas d'accord que la distorsion du signal au croisement zéro affecte beaucoup la mesure parce qu'à ce moment le courant est très bas (si la charge est "réelle", par opposition à "complexe" ou "réactive"). Par contre, la perte de tension dans le pont redresseur affectera la lecture à la crête de la sinusoïde, là où la perte de tension due au pont est plus prononcée et où le courant est fort. Si les transfos que tu dois tester ont une basse tension de secondaire, ça faussera effectivement les mesures. Tu peux remplacer ton pont par des diodes Schottky qui ont une tension anode-cathode nettement plus basse. (Nous verrons plus bas qu'il est possible de compenser pour les pertes dues au pont.)

Donc, si tu veux simuler une résistance, tu veux un "machin-qui-laisse-passer-un-courant" ("current sink") instantané i = V/R où V est la tension instantanée au secondaire de DUT et R est la résistance à simuler. Puisque V varie constamment, ton ampli devra commander le MOSFET pour que i varie constamment aussi. Pour ce faire, il doit connaître V.

Pour l'instant, ne considère que la Planche 1.

Si tu regarde l'illustration jointe, cette information lui est donnée par R1 et RV1. C'est V(éch), un échantillon de la tension V. Pour le moment, je te demande d'oublier D1, D2, D3 et D4 : fais comme si c'étaient de simples fils (tension anode-cathode = 0). Pour faciliter le raisonnement, fais aussi comme si les chutes du pont redresseur aussi étaient négligeables : nous y reviendrons plus bas. Donc, à tout moment, V(éch) présente à l'entrée + de A1 une fraction de la tension du transfo (en valeur absolue). Ton ampli a maintenant l'information de la tension : il pourra contrôler le MOSFET Q1 pour qu'il donne le courant désiré.

Pour ce faire, il doit aussi "savoir" quel est le courant désiré et connaître le résultat de son action : il lui faut donc une rétroaction ("feedback"). Le courant accepté par le MOSFET développe un voltage que nous appellerons V(i) à travers la résistance Rsense. (Ici encore, néglige D3 et D4 pour le moment). C'est ce voltage qui lui donnera la rétroaction. Puisque nous voulons conserver Rsense relativement petite, nous pouvons amplifier V(i) : c'est le rôle de A2. De sorte que le voltage V(a2) de sortie de A2 est égal à

V(a2) = V(i)*(1 + R3/R4)

où l'astérisque (*) représente une multiplication.

Si R3 = 0 (un fil) ou si R4 tend vers l'infini (elle n'est pas là),

V(a2) = V(i)*(1 + 0) = V(i)

Cette astuce permet d'employer une très petite valeur pour Rsense en réglant le gain de A2 par R3 et R4. Attention : si tu emploies une très petite valeur pour Rsense (donc un gain élevé pour A2), la résistance entre le transfo et Rsense FAIT PARTIE de Rsense, car elles deviennent du même ordre de grandeur. Tu dois donc t'assurer de mettre des conducteurs multibrins de fort diamètre et des connecteurs à très basse résistance entre le transfo et le drain D de Q1 d'une part, et entre le transfo et D4 d'autre part. (Nous verrons aussi plus bas qu'une très petite valeur de Rsense peut fausser le rôle compensateur de D3 et D4. Mais pour le moment, continue de les ignorer.) Je te suggérerais donc d'employer une valeur de Rsense qui développe AU MOINS 1/2 volt de crête au courant testé, à travers R(sense) seule, et non à travers D3, D4 et R(sense).

L'ampli A1 réglera sa sortie pour que V(a2) = V(éch). Disons, pour fins d'illustrations, que R(sense) vaut 1 Ohm et que R3 = 0 (gain de 1). Donc, pour un ampère, V(a2) = 1 volt. Disons maintenant que V(éch) est la moitié de la tension du transfo V(transfo) (je te demande toujours d'ignorer les pertes de tension du pont et des diodes D1 à D4). Alors, lorsque V(éch) = 1 volt, la tension au transfo = 2 volts. À ce moment, le transfo "voit" 1 ampère sous 2 volts et une résistance de 2 volts / 1 ampère = 2 Ohms. Si V(éch) est le tiers de V(transfo), il faudra 3 volts au secondaire pour avoir 1 ampère, donc la résistance vue par le transfo sera 3 Ohms. Ce raisonnement nous mène à

La résistance simulée
est proportionnelle au ratio de
V(transfo) par rapport à V(éch)

Donc, plus RV1 est réglée à une petite valeur, plus ce ratio est grand et plus la résistance simulée sera élevée.

Semblablement, si nous augmentons Rsense, disons à 2 Ohms, nous doublons V(a2) et donc la résistance simulée. Si nous appelons R(sim) la résistance simulée, nous pouvons d'ores et déjà écrire

R(sim) = K*(R(sense)*V(transfo)/V(éch))

où K est une constante qu'il nous reste à définir.

Supposons maintenant que nous ramenons R(sense) à 1 Ohm et que nous changeons le gain de A2. Disons que R3 = R4, ce qui donne à A2 un gain de 2. Alors, V(a2) devient le double de la tension développée par R(sense). A2 agit donc comme un "microscope" qui "grossit" la valeur de R(sense) vue par l'entrée - de A1. Donc, pour une R(sense) donnée, le courant commandé par A1 est directement proportionnel au gain de A2. Donc, la résistance simulée R(sim) sera inversement proportionnelle au gain de A2. Si on appelle ce gain G2, K = 1/G2.

Donc :

R(sim) = (1/G2)*R(sense)*(V(transfo)/V(éch))

On voit donc les rôles respectifs des différents composants (nous négligeons toujours D1 à 4) :
R1 et RV1 limitent la tension à l'entrée + de A1 pour les cas où la tension de sortie du transfo serait supérieure à ce que peut accepter l'entrée ;
R(sense) fournit une tension proportionnelle au courant ;
R3 et R4, en réglant le gain G2 de l'ampli A2, "multiplient" la valeur de R(sense) vue par A1, permettant d'utiliser une petite valeur pour R(sense).

Évidemment, tu peux te donner des cadrans gradués sous les boutons de RV1 te de R3 pour connaître R(sim) en fonction de R(sense).

Je crois que, si tu emploies des amplis assez silencieux et précis, ce circuit te permettrait de contrôler des courants de quelques milliampères à plusieurs ampères, sous des tensions de secondaire de 2 volts (auquel cas il serait bon d'omettre R1) à plusieurs centaines de volts (si Q1 le permet. Attention aussi à choisir R1 pour protéger l'entrée de A1 au cas où le curseur de RV1 serait poussé à sa limite).

Pour de forts gains de A2 (petite valeur de R(sense)), il se peut que tu doives recourir à un circuit d'ajustement du voltage d'offset de l'entrée. Plusieurs amplis op offrent cette possibilité.

Porte un soin spécial au choix et au refroidissement de Q1. Il doit conduire un fort courant et peut-être sous une forte tension. Assure-toi qu'il a un radiateur préférablement surdimensionné, et qu'il y est bien relié thermiquement (ne mets pas de "mica" entre le transistor et le radiateur, et n'épargne pas la pâte thermoconductrice).

Réfère-toi à la Planche 2 maintenant.

Il se peut que tu doives utiliser plus d'un MOSFET en parallèle. J'ai appelé ces transistors parallèles Q1a, b et c. Dans ce cas, il est évident que tu dois utiliser des MOSFETs et non des IGBTs à cause du coefficient de température positif des transistors unipolaires. Cette propriété fait que, placés en parallèle, si un des transistors conduit plus que les autres, il s'échauffera plus, devenant plus résistant, et donc conduira moins : ceci contribue à équirépartir les courants. Cependant, des problèmes se posent ici, et des précautions sont à prendre.

Premièrement, CHAQUE TRANSISTOR DOIT AVOIR SON PROPRE RADIATEUR afin de permettre les petites différences de température qui aident à équirépartir les courants.

Deuxièmement, l'ensemble aura tendance à osciller à des radio-fréquences : c'est rapide des MOSFETS et la moindre capacité ou inductance parasite favorisera une oscillation entre les transistors. Ceci peut les détruire. Pour éviter ces oscillations, on doit éviter que les gâchettes soient connectées directement entre elles. Tu peux mettre une petite résistance en série entre l'ampli A1 et chaque gâchette. Ceci, en série avec la capacité parasite Gâchette-Drain, forme un filtre passe-bas qui coupe le gain du transistor aux hautes fréquences. De toutes façons, tu travailles, dis-tu, avec du 50Hz et donc, même tenant compte de la "pointe" entre deux demie sinusoïdes redressées pleine phase, une bande de 10 à 100KHz est amplement suffisante pour tes besoins. Note que j'ai ramené toutes les résistances des gâchettes DIRECTEMENT À LA SORTIE DE L'AMPLI et qu'aucune n'est connectée aux autres. Le condensateur que j'ai illustré entre gâchette et drain de chaque MOSFET n'est probablement pas nécessaire : la capacité parasite inhérente aux MOSFETS (capacité de Miller) peut très bien jouer ce rôle. Dépendant du type de transistor employé, la résistance de gâchette peut se situer entre 1 et 100 Ohms. Ne crains pas d'utiliser une valeur plus élevée que nécessaire : ceci ne ferait que ralentir le transistor et donc te donner une marge de sécurité accrue, surtout tenant compte que ton montage sera un prototype, donc pas optimisé comme un circuit imprimé multicouches, et aura probablement des réactances parasites non négligeables à ces fréquences. D'un autre côté, cette résistance n'affecte pas le gain du transistor aux basses fréquences dont tu as besoin puisque la gâchette, étant isolée du corps du transistor par un oxide de silicium (de la vitre quoi), présente une résistance au continu de l'ordre de 10^12 ohms.

Une petite "perle" de ferrite ("ferrite bead") entourant la patte de la source peut aussi aider. Ce truc est fréquemment employé. J'ai illustré ces "perles" par une ellipse autour du fil de source dans la Planche 2.

Garde tous les chemins à fort courant courts!!!!! Également, si tu utilises les résistances et les condensateurs, la patte de la résistance touchant la gâchette doit être le plus courte possible (montée directement sur le transistor, quoi) et les deux pattes du condensateur aussi. Le condensateur te permettrait d'utiliser une plus petite valeur de résistance et pourrait être de l'ordre de 10 à 100 picofarads (si les pattes sont courtes).

Revenons maintenant à la Planche 1 et à D1, D2, D3 et D4. Jusqu'ici, nous avons tout raisonné comme si le pont redresseur n'avait aucune chute de tension. Or nous savons que ce n'est pas vrai. Et cela sera d'autant plus important si la tension de secondaire est faible et le courant élevé. J'ai mis ces diodes pour qu'elles imitent la chute de tension dans le pont. D3 et D4, conduisant le même courant que le pont, seront deux Schottky identiques à celles du pont. Ceci a pour effet de remonter le voltage V(i) (à l'autre extrémité de R(sense)) pour le rendre égal à celui du secondaire à la sortie du transfo, puisque ce courant doit passer par 2 Schottky identiques dans le redresseur.

Les diodes D1 et D2 veulent imiter D3 et D4. Cependant, le courant dans ces diodes est très inférieur à celui qui parcourt D3 et D4 : nous ne pouvons donc pas utiliser le même type de diode pour avoir la même tension. Si le courant de secondaire est faible et que tu as des Schottky à très faible tension ("High efficiency Schottky rectifiers"), il se peut qu'une diode au silicium, genre 1N400x ou même 1N914 développe une tension trop grande. Tu devras alors utiliser des bonne vieilles diodes au "géranium" (germanium) comme la 1N34. Ce sera à toi de mesurer avec un oscilloscope (et surtout pas avec un voltmètre!) la tension de crête à travers D3 et D4 et de choisir D1 et D2 pour que la tension qu'elles développent soit à peu près égale à celle de D3 et D4 en série. Pour ce faire, tu peux utiliser deux canaux de l'oscilloscope, l'un regardant la tension développée par D3 et D4, et l'autre la tension de D1, puis celle de D2.

Ne cherche pas la perfection! Déjà, les diodes D1 à 4 sont une amélioration notable sur tes dessins précédents. Si les transfos que tu dois tester sont industriels, eux-même se sont déjà pas d'une précision de laboratoire!

Voilàvoilà. J'espère que cela pourra t'être utile.

Euh... tu n'as toujours pas répondu à une question que je t'avais posée dans un post antérieur : à quoi ça sert un miroir à trous?

[mirroiratrou]

J'attend la validation pour finir de lire ton roman mais déjà un GRAND MERCI car tu as du y passer beaucoup de temps.

Merci de me rendre ce service.c'est généreux.
Je te met

Merci a tous

[Jean-Guy]

Bonjour miroiratrou

Euh oui... j'y ai passé six heures... Mais pour moi c'est un amusement!

Et euh... à quoi ça sert un miroir à trous?