R,L,C parasites sur circuit imprimé, alimentation à découpage

[Antoane]

Madame, Monsieur, Bonsoir.
Je cherche à mesurer quelques caractéristiques de circuits imprimés qui peuvent empêcher nos plus belles alim à découpage de démarrer ; à savoir inductance, résistance et capacité parasite des pistes.

Pour la capacité, d'abord : je pensais réaliser un oscillateur dont la base de temps serait réalisée par un circuit imprimé "en peignes" (pour ne pas aller à la pêche aux femtos, mais plutôt aux pF). J'imagine qu'il sera difficile de faire osciller quoi que se soit avec aussi peu, donc ne mesurer qu'une variation de fréquence due à la présence ou non des mes peignes.
La question est de savoir quel oscillateur de base prendre ? Le "classique" créé autour d'un inverseur semble pas mal, mais il faut qu'il daigne monter assez haut en fréquence (la famille 74F semble alors la meilleure ?). Sinon, plus subtile : partir d'un résonateur à quartz, et faire varier la valeur de la capacité de découplage entre l'entrée de l'inverseur et la masse. Mais là, la variation en fréquence obtenue sera-t-elle visible ?

Pour la mesure de la résistance, une simple méthode "4 fils", sur une longueur de piste suffisante posera-t-elle des problèmes ? Je n'en voie pas.

Pour l'inductance... Je cherche...
En fait, il ne me semble pas que connaitre une réelle valeur en Henri ne soit nécessaire, une "simple relation" entre dimensions des pistes, courant circulant dans la piste perturbatrice et perturbation sera suffisante. De là, reste une question : comment concrètement mesurer une "perturbation". En fait je crois que je ne sais pas trop ce que je cherche

Merci d'avance pour votre aide.

I'm smart enough to know that I'm dumb. R. Feynman
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[invite03481543]

Bonsoir,

étonnante question de départ, en général et par expérience c'est toujours un mauvais routage qui empêche une alim à découpage de faire ce qu'on attend d'elle malgré un câblage propre et un routage rutilant et des composants de premier choix.

Le support (matière) n'est jamais la cause d'un mauvais fonctionnement.

Il y a juste des règles simples à connaitre.

[Antoane]

Merci pour ta réponse.
J'ai mal expliqué mon but : en effet, il s'agit de déterminer comment router correctement une alimentation à découpage. Pour cela, je détermine ce qui pose problème (mes R, L et C), et à quelle hauteur (je les mesure)
J'en déduit pourquoi il faut minimiser la longueur des piste chariant les plus forts courants, pourquoi écarter pistes de signal et piste à fort di/dt ou dV/dt...

[Antoane]

Bonjour,
je cherche aussi à calculer la valeur de la capacité entre deux pistes, mais je ne vois vraiment pas de quoi partir...
merci d'avance.

[A voir en vidéo sur Futura]

[badrbo]

bonjour,
en premier temps tu doit justifier les largeurs des pistes (hautes/ faibles tensions/courants)
généralement tu doit grouper tous les composants de la source d'alimentation à coté et les composants de la circuit de sortie à l'autre coté, l'élément de découpage (transformateur) soit au milieu l'isolation galvanique est fortement nécessaire (optocoupleur par défaut).
pour la capacité inter-pistes n'a pas une grande influence pour les alimentation à découpage.
penser à utiliser un plan de masse pour s'assurer de l'équipotentialité.

[Antoane]

Merci pour ta réponse.
Si quelqu'un veut bien m'aider sur le reste...

[badrbo]

Bonjour,

pose tes questions et tu doit avoir des reponses pour le reste

[Antoane]

Bonjour,
Je chercherais à modéliser le "couplage inductif" entre deux pistes. D'abord sur papier, puis demander à LTSpice de le simuler. Comment ? un transformateur de courant, dont je détermine le rapport de transformation expérimentalement, en fonction de la distance entre les pistes, du courant circulant, de la présence ou non d'un plan ou d'une ligne de masse ? je met une inductance au primaire et au secondaire quasi-nulle ?
Par ailleurs, quel serait le meilleurs moyen de mesurer ces perturbations ? Un courant circule dans une piste, je mesure la fem max induite dans une piste parallèle ? avec un équipement disposant d'une entrée très haute impédance ? ou au contraire, plutôt mesurer le courant de court-circuit induit ? ou une autre méthode ?

Sinon : Pour la mesure de la résistance, une simple méthode "4 fils", sur une longueur de piste suffisante posera-t-elle des problèmes ?
:deepseu:

[Tropique]

En général, pour des formes simples sur circuit imprimé, il n'est pas nécéssaire de mesurer ou de recalculer quoique ce soit, le problème a déjà été étudié de façon assez exhaustive dans le cadre des microstrips, des composants imprimés, des problèmes EMC/EMI, etc. Il faut voir les notes d'applications, white papers et autres. Un exemple:
http://www.jlab.org/accel/eecad/pdf/050rfdesign.pdf
Pour la résistance également, le calcul est relativement simple en connaissant l'épaisseur du cuivre et les caractéristiques géométriques de la piste.
Pour des cas plus complexes, une mesure est possible, mais sans network analyzer, il faut ruser un peu.
Le réactancemètre que j'ai décrit dans les projets permet la mesure d'inductance mutuelle et possède une résolution de 1nH, pouvant être étendue à 0.1nH en connectant un voltmètre extérieur, ce qui est suffisant pour ce genre de mesure.

Une fois que les paramètres ont été extraits, ils peuvent être entrés dans LTspice, avec les valeurs d'inductance pour les pistes, et K, leur coéfficient de couplage. Cela donne des résultats très réalistes.

[Qristoff]

La réponse de Tropique est complête, je voulais juste dire qu'il existe des simulateurs aussi pour quantifier les effets de layout sur les signaux comme par exemple Hyperlynx de Mentor (reservé aux pros ou au bricoleurs millionaires !) qui permettent pendant le routage de la carte, d'anticiper les zones à risques et les effets de champs et de couplages entre signaux et donc de les modifier au besoin.
Mais c'était juste pour info...

[Antoane]

Merci pour vos réponses.
Le lien de Tropique est vraiment intéressant - qui aurait cru qu'on pouvait faire autant de choses avec un PCB...- mais un peu trop HF à mon gout j'ai pris des notes.

Je n'aurai sans doute pas le temps de réaliser le "mini-réactance-mètre", qui avait pourtant déjà exercé sur moi une forte attraction, mais verrai pour réutiliser le principe de base, oscillo et GBF en main.
Bon dimanche.

[Antoane]

Bonjour,
J'en suis toujours à essayer de mesurer l'inductance mutuelle, entre deux pistes parallèles, séparées par une distance connue.
J'arrive pas.

J'envoie un signal sur une piste, et je récupère qqch sur l'autre. J'ai testé avec du carré (l'inconvénient, c'est que c'est pas dérivable, alors pour en déduire k...) autour de 100kHz (pas plus, sinon le couplage capacitif sera prédominant), du sinus (facile à obtenir sous 50Hz), mais là, même avec un courant important de plusieurs amp, j'obtiens pas grand chose en sortie (tout au plus quelques mVpp). Par ailleurs, ça varie dans le mauvais sens : éloigner les pistes augmente la perturbation.
Que faire ?

[Tropique]

L'inductance d'une piste, c'est de l'ordre de moins de 1nH/mm. Si tu fais le test sur 10cm, c'est <0.1µH. Avec un courant de mesure de 100mA à 1MHz, la tension aux bornes de cette inductance sera de <62mV.
Cette tension est la valeur maximale qui pourrait être induite dans une autre piste complètement couplée (comme l'âme et la tresse d'un coax).
Le couplage réel sera sensiblement inférieur, et la tension maximale était optimiste.
On aura donc à évaluer quelques mV.
Pour faire ça avec une certaine précision, il faut presque obligatoirement passer par des méthodes synchrones.

En plus il faut bien réfléchir au set-up: le couplage se fait par le flux, dans une certaine surface. Il est clair qu'une piste isolée n'a pas de surface, c'est un conducteur unidimensionnel.
Il faut donc bien réfléchir à la manière de reboucler le courant une fois qu'il est passé dans la piste, et à l'endroit où l'on pose les pointes de test du voltmètre (figurativement) qui va faire la mesure, et à la configuration des cordons de mesure).
Ce ne sont pas des mesures simples et évidentes.

[jiherve]

Bonsoir,
pour ce genre de problèmes il existe de très puissants(et très chers) logiciels de simulation, je sais certains vont hurler, mais c'est la seule solution viable si on veut jouer dans la cour des grands.
Le plus étonnant(pour certains) c'est que cela fonctionne.
JR

[Antoane]

Bonjour,
une petite vérification : on étudie 2 pistes, de self inductance L1 et L2, d'inductance mutuelle M, la première ayant une tension u1 à ses bornes, on a bien : u2=k.u1.sqrt(L2/L1), si k = M/sqrt(L1.L2) ? (pour la démonstration, j'utilise seulement flux = inductance*courant, jamais de Lenz-Faraday )


Sinon, sur le LT3756 (http://cds.linear.com/docs/Datasheet/375612fb.pdf), j'ai du mal à saisir le fonctionnement : page 9, par exemple, sur le Bloc Diagram, à quoi correspondent les comparateurs à 3entrées ? quelle est l'équation de la sortie ? comment différentier AOP et comparateur ?

Aussi, je ne vois pas comment fonctionne la régulation : entre la mesure entre ISP et ISN et sense : laquel arrête le cycle ? sense, si j'ai bien saisi, mais alors les deux autres ne servent qu'à la protection contre les courts-circuits ? c'est un peu exagéré : 2 sorties pour si-peu... sans compter que la mesure sur sense parait moins précise (couplage par impédance commune).

En simulation, TLSpice me dit que (montage buck, à la fin de la datasheet, un rien "amélioré) ya une surtension au niveau de sense (au moins 20mV, voir 80mV lorsque je joue un peu avec le logiciel) à chaque commutation. Pourtant, aucune interruption du cycle en avance. Comment le contrôleur sait-il ? cela viendrait-il de la bascule RS interne donc l'entrée S reste à 1 pendant un certain temps ?

Merci pour toute l'aide que vous m'apportez !

[jiherve]

Bonjour,
autant que je le comprenne tu as une boucle de régulation qui utilise ISP/ISN pour contrôler le courant du switch et ainsi celui des led, l'entrée sense est une sécurité.
C'est expliqué page 10.
Ce circuit est très complexe, les amplis à 3 entrée servent à implementer des fonctions non linéaires (saturation et soft start), c'est aussi expliqué.
Par exemple l'entrée CTRL permet de contrôler de façon linéaire le courant dans les leds si tu restes dans la gamme 0 1V au dessus le circuit assure une saturation progressive.
JR

[Tropique]

La formule est simplement u2=k*u1. Les coéfficients k et M sont deux manières d'exprimer le couplage, on emploie l'un ou l'autre.

Les comparateurs à 3 pins sont des "ou" analogiques: pour le CTRL p.ex., la tension est prise en compte sauf si elle excède 1.1V.

Pour la surtension, il faudrait que tu postes le fichier .asc (avec un .txt derrière) pour pouvoir l'analyser.

[Antoane]

Merci pour vos réponses.

M*i1 = "le flux dans L2" = L2*i2
on dérive et : u1*M/L1 = u2, ou est l'erreur ?

Ok pour le rôle de ISP et ISN.
Je ne vois pas en quoi sense serait une sécurité ? d'ailleurs, à quoi bon sommer un image du courant circulant dans le transistor et la rampe ?

En pj le schéma en .txt (LTSpice) et JPG.

[jiherve]

Re

Je ne vois pas en quoi sense serait une sécurité ? d'ailleurs, à quoi bon sommer un image du courant circulant dans le transistor et la rampe ?

c'est pourtant écrit .

The switch current
is monitored during the on-phase and the voltage across
the SENSE pin is not allowed to exceed the current limit
threshold of 108mV (typical). If the SENSE pin exceeds
the current limit threshold, the SR latch is reset regardless
of the output state of the PWM comparator

JR

[Tropique]

Merci pour vos réponses.

M*i1 = "le flux dans L2" = L2*i2
on dérive et : u1*M/L1 = u2, ou est l'erreur ?

Ok pour le rôle de ISP et ISN.
Je ne vois pas en quoi sense serait une sécurité ? d'ailleurs, à quoi bon sommer un image du courant circulant dans le transistor et la rampe ?

En pj le schéma en .txt (LTSpice) et JPG.

Mea culpa, je me suis mélangé les les pinceaux, j'ai cru voir k et M dans ta formule: u2=k.u1.sqrt(L2/L1), qui est correcte.

Le dépassement négatif s'explique lorsqu'on examine la forme du courant de gate: quand l'effet Miller se termine, et que le MOS se bloque, la dernière partie de la descente de la tension de gate génère un courant négatif G-S, et une chute de tension négative aux bornes de R13.

Ici, c'est un effet "réel" (ce n'est pas un artefact du au simulateur), mais il faut être conscient qu'en fonction du paramétrage du simulateur et des circonstances, les algorithmes peuvent parfois générer des effets de bord, particulièrement quand on pousse la précision aux limites.

A ce propos, c'est souvent préférable de mettre soi-même un time-step raisonnable en fonction de l'application, plutot que de laisser LTspice décider lui-même.
Si on ne met rien, il dépend des "tripdt", et en fonction du modèle, il peut parfois y avoir des lacunes.
Le temps de simulation sera plus long, et si ça devient trop gênant, on peut passer en automatique, mais il faut au moins confirmer par une passe finale que l'on n'a rien raté.

[Antoane]

Bonjour,

L'inductance d'une piste, c'est de l'ordre de moins de 1nH/mm. Si tu fais le test sur 10cm, c'est <0.1µH. Avec un courant de mesure de 100mA à 1MHz, la tension aux bornes de cette inductance sera de <62mV.
Cette tension est la valeur maximale qui pourrait être induite dans une autre piste complètement couplée (comme l'âme et la tresse d'un coax).
Le couplage réel sera sensiblement inférieur, et la tension maximale était optimiste.
On aura donc à évaluer quelques mV.
Pour faire ça avec une certaine précision, il faut presque obligatoirement passer par des méthodes synchrones.

Quid d'un circuit comme ça ?
100mA dans la première piste.
L'AD8253 est un ampli d'instrumentation (http://www.analog.com/static/importe...ets/AD8253.pdf), ici câblé pour un gain de 10 (BP = 4MHz), plus le gain de 60dB apporté par U3 (un rapide).
Suit un "balanced modulator/demodulator", l'AD630 (http://www.analog.com/static/importe...eets/ad630.pdf), câblé pour offrir un gain de +/-1. Un passe bas en sortie, qui apporte -96dB à 1MHz (j'aime bien les dB).

Avec un k~0,05, on obtient environ 470µV sur la 2e piste du circuit, soit 4,7V à l'entrée de U1, c'est raisonnable.

Le principe est tiré d'une AN de AD (d'où le AD630 )

Mieux vaudrait-il utiliser un vrai multiplicateur qu'un démodulateur, ou en prendre un plus rapide, pour augmenter la fréquence et éviter l'amplification par 10000 ?
En fait, j'ai pas saisi en quoi multiplier les signaux (fréquences) d'entrée et de sorties permettait de se débarrasser d'un bruit blanc (ou de quelque couleur qu'il soit !) ? En écrivant le produit, j'arrive juste à déplacer leur fréquence : avec w° celle du signal multiplicateur, le résultat est une somme de U.exp(j.(w+w°)t), plus le déphasage qui convient. Pas de filtre passe bande étroit en vue....
Merci d'avance.

[Antoane]

Bonjour,
Quelqu'un pourrait-il me donner un ordre de grandeur de la résistance thermique Rth(h-a) d'un morceau de circuit imprimé ?
Merci d'avance.

[Antoane]

C'est bien sûr après avoir arrêté de chercher qu'on trouve la réponse...
http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-1028.pdf
Merci.

[Tropique]

Bonjour,


Quid d'un circuit comme ça ?
100mA dans la première piste.
L'AD8253 est un ampli d'instrumentation (http://www.analog.com/static/importe...ets/AD8253.pdf), ici câblé pour un gain de 10 (BP = 4MHz), plus le gain de 60dB apporté par U3 (un rapide).
Suit un "balanced modulator/demodulator", l'AD630 (http://www.analog.com/static/importe...eets/ad630.pdf), câblé pour offrir un gain de +/-1. Un passe bas en sortie, qui apporte -96dB à 1MHz (j'aime bien les dB).

Avec un k~0,05, on obtient environ 470µV sur la 2e piste du circuit, soit 4,7V à l'entrée de U1, c'est raisonnable.

Le principe est tiré d'une AN de AD (d'où le AD630 )

C'est une première ébauche possible.
L'ampli d'instrumentation est probablement du luxe: puisque c'est un environnement de test, sur lequel on a beaucoup de liberté, il serait facile de mettre à la masse un des côtés de la piste en test et de se contenter d'un ampli non-différentiel, ce qui a aussi des avantages en matiére de réjection de mode commun, etc.

Mieux vaudrait-il utiliser un vrai multiplicateur qu'un démodulateur, ou en prendre un plus rapide, pour augmenter la fréquence et éviter l'amplification par 10000 ?

Il y a différentes manières d'arriver au même résultat.
Pour les départager, il faut juger sur pièces, en examinant les caractéristiques dans les conditions d'utilisation. Il n'y a pas de réponse toute faite.

En fait, j'ai pas saisi en quoi multiplier les signaux (fréquences) d'entrée et de sorties permettait de se débarrasser d'un bruit blanc (ou de quelque couleur qu'il soit !) ? En écrivant le produit, j'arrive juste à déplacer leur fréquence : avec w° celle du signal multiplicateur, le résultat est une somme de U.exp(j.(w+w°)t), plus le déphasage qui convient. Pas de filtre passe bande étroit en vue....
Merci d'avance.

Quand on multiplie les signaux, il est vrai qu'on ne se débarasse pas du bruit, on translate simplement la bande en fréquence.
Mais ce qu'il faut voir, c'est que ce bruit (ou tout autre signal étranger) n'est pas corrélé au signal de mesure et de démodulation.
Le signal utile l'est. Non seulement ça, mais en plus il a une phase déterminée par rapport à l'échantillonnage.
Dans ce cas ci, la phase est telle qu'elle permet d'obtenir une composante continue en sortie, ce qui est impossible pour tout autre type de signal (excepté des harmoniques du signal).
En sortie du multiplicateur, on va récupérer du bruit décalé de Fo, une composante à 2Fo, des fuites diverses à Fo, et enfin la composante continue, facile à isoler avec un passe-bas rudimentaire ayant une Fc de 1Hz p.ex., ce qui rapporté à la bande de base équivaut à un filtre ayant un Q de 1 000 000.

Point de vue pratique, faire un ampli de 60dB en un seul étage à 1Mhz est une acrobatie inutile: il vaut mieux répartir les blocs de gain de manière plus homogéne.
D'autre part, le signal de référence du démodulateur doit être pris en amont du dispositif à tester, puisque c'est ici possible, et que cela fait une différence considérable.

[Antoane]

C'est une première ébauche possible.
L'ampli d'instrumentation est probablement du luxe: puisque c'est un environnement de test, sur lequel on a beaucoup de liberté, il serait facile de mettre à la masse un des côtés de la piste en test et de se contenter d'un ampli non-différentiel, ce qui a aussi des avantages en matière de réjection de mode commun, etc.

J'avais séparé la seconde piste de la masse pour éviter de récupérer du bruit par là. Donc, on vire l'ampli d'instrumentation.

Point de vue pratique, faire un ampli de 60dB en un seul étage à 1Mhz est une acrobatie inutile: il vaut mieux répartir les blocs de gain de manière plus homogène.

Mieux vaudrait en mettre 10 de 40dB à suivre ? quel intérêt ?
Un gain de 2 obtenu avec une résistance de 1k et une de 2k est différent d'un gain de 2 avec 100k et 200k. En quoi ? question de vitesse ? la seule limite dans la réduction de la valeur des résistance est alors le courant disponible en sortie de l'op-amp ?

D'autre part, le signal de référence du démodulateur doit être pris en amont du dispositif à tester, puisque c'est ici possible, et que cela fait une différence considérable.

C'est vrai que c'est évident. Le prendre plutôt directement sur le GBF que sur la première piste : moins de bruit et un déphasage ridicule, isn't it ?

Je pense avoir compris l'idée de la mesure synchrone,j'aurai du passer en cos(wt) pour bien voir le ², abandonner l'exp. complexe (dommage, je l'aime bien aussi).

Je pense alors plutôt utiliser un vrai multiplicateur, à plus haute fréquence (au moins 10 ou 20MHz), du coup moins d'amplification et une mesure plus précise.
Merci !


PS : Après réflexion, je ne ferais pas cette mesure, donc c'est seulement pour le plaisir de l'imaginer

[Tropique]

Mieux vaudrait en mettre 10 de 40dB à suivre ? quel intérêt ?
Un gain de 2 obtenu avec une résistance de 1k et une de 2k est différent d'un gain de 2 avec 100k et 200k. En quoi ? question de vitesse ? la seule limite dans la réduction de la valeur des résistance est alors le courant disponible en sortie de l'op-amp ?

Il ne faut pas 10 étages de 40dB: par la vertu des logarithmes, le produit des gains devient une somme en dB, ici 60dB = 2 étages de 30dB.

Exiger beaucoup de gain à fréquence relativement élevée stresse l'AOP, il faut qu'il ait un GBW confortablement supérieur, donc ici quelques GHz.
Même si cette condition est réalisée, les capas parasites introduisent des effets non-négligeables si les résistances de CR sont élevées.
Et le layout physique d'un tel étage est critique, surtout avec un ampli rapide, à grand gain.

[Antoane]

Merci pour ton aide !

[Antoane]

Bonsoir,
Je n'ai pas tenu compte du fait que C et L dépendent de la fréquence. A quel point était-ce une erreur ?


PS : post 25 : j'ai sottement sommé les gain des amplis en cascade

[Tropique]

En général, C et L varient faiblement en fonction de la fréquence.
Ce n'est que lorsque des frontières de phénomènes physiques sont rencontrées, p.ex. relaxation, que des changements importants apparaissent.
Mais pour les fréquences "usuelles", il y a simplement une diminution faible et graduelle de la valeur en fonction de la fréquence.
En pratique, c'est généralement négligeable.

[Antoane]

dossier rendu - soutenu - résultats arrivés.
Un sujet très intéressant, bien plus qu'il n'y parait de prime abord.
Merci beaucoup pour votre aide !


"Le plus court chemin d'un point à un autre est la ligne droite, à condition qu'ils soient bien l'un en face de l'autre." Pierre Dac