Bonjour, cliquez-ici pour vous inscrire et participer au forum.
  • Login:



+ Répondre à la discussion
Page 1 sur 30 12 3 4 5 6 7 8 9 10 20 DernièreDernière
Affichage des résultats 1 à 15 sur 445

[Terminé] Alimentation de Labo: un design de référence

  1. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    [Terminé] Alimentation de Labo: un design de référence

    Hello,

    Voici un élément de plus pour compléter le labo de l'amateur fauché: il s'agit d'une alim variable "à la carte", permettant à chacun de se construire l'appareil le mieux adapté à ses besoins (et à ses fonds de tiroir, transfos, etc!).
    Comme d'habitude, les performances sont au rendez-vous pour un budget mini, avec des pièces archi-courantes et faciles à trouver.
    De plus, c'est un appareil complet, et qui évite les travers habituels de ce genre de réalisation, qui découlent des limitations des circuits utilisés: soit un régulateur variable comme le LM317, soit le dinosaure µA723.
    L'architecture très particulière utilisée permet de garder le même schéma pour des tensions maximales comprises entre 10 et 300V, et des courants maximaux allant de moins de 1A à plusieurs dizaines d'ampères. Les seules choses à adapter sont le calibre des composants de puissance et quelques valeurs de résistances.
    Enfin, atout non-négligeable, elle est conçue dès le départ pour servir d'alim de labo et donc pour protéger de façon très performante les montages qu'elle alimente. La limitation en courant est très rapide et très efficace, et pour complèter cette caractéristique, la capacité de sortie est minimale afin de réduire l'énergie délivrée au montage à tester lorsque celui-ci souffre d'une surcharge.
    Le schéma présenté en exemple est configuré pour 50V et 2A et a été effectivement réalisé (pour rassurer ceux qui se méfient un peu des constructions trop "virtuelles").
    Dans les prochains jours, je donnerai plus de détails sur la manière de calculer les composants en fonction de la sortie désirée, et je décrirai de façon approfondie le fonctionnement et les particularités.
    A suivre...

    Pour faciliter la consultation de ce fil, un index a été créé:


    Fichiers attachés
    Dernière modification par Tropique ; 07/12/2010 à 20h25. Motif: Ajout index
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     


    • Publicité



  2. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Continuons..

    Voyons d'abord comment sont résolus les inconvénients qui affectent typiquement ce genre de réalisation.

    -Il n'y a besoin d'aucune tension auxiliaire: la source non-régulée principale sert également à alimenter les circuits de controle et de régulation.
    Il est fréquent que des alims fassent appel à une ou plusieurs sources secondaires, pour générer une tension négative, ou plus positive que le rail V+, ou pire encore, pour produire une source complètement flottante.
    Ce genre de pis-aller facilite la conception, mais complique inutilement la réalisation.

    -Tension et courant sont règlables de façon continue, depuis 0 jusqu'au max, et le zéro des potentiomètres correspond bien au zéros des tensions et courants. D'autre part, le courant n'est pas le "parent pauvre" de la régulation, il est asservi avec la même précision que la tension, à partir de la même référence. Avec un 723 p.ex., la limitation est floue, dépendante de la température et a un gamme de réglage limitée.

    -Il n'y a pas de limitation intrinsèque de tension, contrairement aux régulateurs courants qui s'arrêtent vers 40V. Il est bien sûr possible de contourner cette limitation, mais au prix de complications et de dégradation des performances. Avec ce circuit, il suffit de sélectionner des transistors ayant un Vce adéquat; c'est tout.

    -Le gaspillage d'énergie est réduit au minimum, aussi bien pour la puissance consommée à vide que pour les tensions de déchet: même avec les tensions perdues dans les shunts de mesure et d'équilibrage, il suffit d'avoir 2V de plus que la sortie en entrée pour pouvoir assurer la régulation au courant maxi. Cela permet de tailler au plus juste transfo et refroidisseurs.

    -Les réglages tension/courant modifient véritablement la consigne, et non le gain en boucle fermée comme c'est très souvent le cas dans les circuits habituels. Cette façon de faire est beaucoup plus saine, car les paramètres d'asservissement restent identiques quelque soit la tension de sortie, ce qui permet une meilleure optimisation.

    -Un corollaire du point précédent est que les réglages se font véritablement par potentiomètre, et non en utilisant ceux-ci en résistances variables.
    Cela présente bon nombre d'avantage, particulièrement si on utilise des modèles de prix raisonnable (voire carrément crapoteux). Le coéfficient de T° élevé du matériau de la piste est sans effet sur la stabilité, puisque le diviseur formé par le potentiomètre est automatiquement compensé. La résistance du curseur est sans effet, car aucun courant n'y circule, ce qui permet un réglage lisse et propre, sans crachotements énervants, même avec un pot de qualité médiocre.

    -La limitation de courant est très rapide comparée à ce qui se fait habituellement: en général, par défaut, le régulateur de tension est seul actif, avec l'ampli du courant en butée basse tant que la consigne n'est pas atteinte. Si un excès est atteint, il faut d'abord que l'ampli sorte de saturation et commence à agir sur la boucle, qui est elle-même généreusement compensée. Typiquement, le temps entre l'apparition d'une surcharge et l'entrée effective en limitation peut valoir de quelques dizaines de µs à quelques ms. Cela peut paraitre négligeable, mais c'est souvent trop pour des composants délicats. Cette situation est encore aggravée par la présence en sortie d'un condo de qques dizaines à qques centaines de µF.
    Ici, la philosophie est différente: les boucles de régulation courant/tension sont imbriquées, et la régulation courant est toujours active, éventuellement pilotée par la boucle de tension. La structure même de la partie puissance est aussi un générateur de courant: il s'agit d'un PNP, composite pour avoir un gain suffisant, connecté en émetteur commun. Par défaut, le comportement général de l'ensemble est un générateur de courant à grande compliance, et seul l'asservissement en tension lui donne des attributs de régulateur de tension.
    Résultat: en cas de surcharge un dépassement très faible et qui n'éxcède pas de toutes façons 6µs.
    Pour bénéficier pleinement de cette performance, le condensateur de sortie a été réduit au minimum pratique: 1µF, et les compensations en fréquence sont réduites au minmum.
    A suivre
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  3. gebog75

    Date d'inscription
    décembre 2005
    Localisation
    Paris
    Messages
    157

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Citation Envoyé par Tropique Voir le message
    Continuons..

    Voyons d'abord comment sont résolus les inconvénients qui affectent typiquement ce genre de réalisation ......

    -Le gaspillage d'énergie est réduit au minimum, aussi bien pour la puissance consommée à vide que pour les tensions de déchet: même avec les tensions perdues dans les shunts de mesure et d'équilibrage, il suffit d'avoir 2V de plus que la sortie en entrée pour pouvoir assurer la régulation au courant maxi. Cela permet de tailler au plus juste transfo et refroidisseurs.

    A suivre
    Bonjour,
    Tres intéressant ce projet d'alim
    mais je comprends mal en quoi il serait moins gaspilleur de watts que les schémas classiques à ballast, auquel il ressemble dans sa structure.
    Si la sortie régulée peut aller de 0 à 50V et 2A , transfo, redressement et filtrage seront dimensionnés nécessairement pour avoir environ 55V en entrée.
    Donc quand elle sera réglée à 5V 2A par exemple en sortie, le ballast dissipera 50 x 2 = 100 W . Seule une prérégulation (à découpage ...) permettrait de maintenir une puissance dissipée moindre.
    A+
     

  4. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Citation Envoyé par gebog75 Voir le message
    Bonjour,
    Tres intéressant ce projet d'alim
    mais je comprends mal en quoi il serait moins gaspilleur de watts que les schémas classiques à ballast, auquel il ressemble dans sa structure.
    C'est bien un schéma à ballast, et donc potentiellement gaspilleur dans certaines conditions.
    Mais il faut comparer des poires avec des poires, càd examiner les deux cas dans les mêmes conditions: pas mal d'alim, notamment basées sur le 723 "empilent" des Vbe en sortie, triple darlington, etc, ont l'alimentation auxiliaire filtrée et protégée, donc moins haute que le rail + principal, ce qui signifie au final un drop-out minimum de quelques volts.
    Donc au lieu de dimensionner le transfo pour une tension minimale absolue de 52V à l'entrée, il faudra aller à 55 ou 60V; si on met un prérégulateur à découpage, on pourrait le régler pour un delta V de 3V p.ex., au lieu d'une dizaine de V. Donc au final un transfo un peu plus petit, des refroidisseurs plus petits, et un gain en toutes circonstances, même s'il est parfois modeste.
    Les petits ruisseaux font les grandes rivières....
    Et puis, si on a un transfo prévu à l'origine pour une alim 0 à 30V, on va pouvoir monter à 32 ou 35V pour le même prix.
    Mieux vaut avoir ces humbles volts disponibles à la sortie plutot que de les laisser dans la boite...
    En tous cas c'est bien de ne pas accepter pour argent comptant toutes les affirmations, et j'accepte de bonne grâce de les justifier.
    A+
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  5. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Examinons plus en détail le schéma:

    Il y a trois parties principales:
    -La génération des références et alimentation interne, autour de U1B
    -Les régulateurs tension et courant, autour de U1A et C
    -La puissance, gérée par Q1/Q2 et le driver Q5

    L'alimentation interne des circuits de régulation est construite autour d'un régulateur shunt, qui s'alimente à partir de la tension positive non-régulée via la résistance chutrice, R7, qui permet de faire passer un courant d'au moins 10mA.
    De façon assez inhabituelle, c'est l'AOP lui-même qui régule sa propre tension d'alimentation: la sortie de U1B est raccordée au (+) et dérive l'excédent de courant vers le négatif. Pour rendre cette configuration bizarre "acceptable" au LM324, une résistance R10 permet à la sortie de ne pas être directement au potentiel positif.
    De plus, le régulateur utlise une certaine forme de feedback positif: la polarisation de la zener de référence D11 est tirée de la tension qu'elle contribue à réguler. Cet arrangement peut paraître quelque peu "incestueux", mais il est très efficace: le courant de polarisation est parfaitement stable, et la tension l'est donc aussi.
    Enfin, "curiosité" finale, l'AOP a son V- raccordé non à la masse (sortie), mais en amont du shunt d'échantillonnage du courant de sortie. Cela permet d'éviter que les quelques mA du courant d'alimentation du circuit ne soient pris en compte dans le courant de sortie; il y a bien le courant de retour de la zener, mais celui-ci étant faible et constant, il ne pose pas de problème.
    La tension de la zener est appliquée directement au pot de consigne tension, alors que le pot du courant est alimenté à partir de la tension régulée via R14.

    La régulation du courant est effectuée par U1C; celui-ci compare la tension de consigne développée entre le curseur et le pied de RV2 à la tension mesurée sur le shunt R9 (via R21). Celui-ci est calculé pour générer 500mV au courant maximal.
    La sortie de l'ampli attaque la base de Q3, qui va fonctionner en générateur de courant commandé: en mode courant, la sortie de U1A reste fixe, au potentiel négatif. L'étage de puissance va donc recevoir un courant de controle dépendant de l'erreur de la boucle "courant".
    En mode "tension", la sortie de U1A va venir modifier la tension récupérée du shunt, par D4 et le diviseur R20/R19. Accessoirement, cette sortie va également commander la conduction de Q4, via R24, et éteindre la LED D10 en dérivant son courant au négatif. Cette sortie est également raccordée à la résistance d'émetteur du générateur de courant. L'utilité de ce deuxième chemin est de faire une compensation "feed-forward" qui permet de "court-circuiter" le retard de phase introduit dans la boucle par U1C.
    En résumé, en mode tension, les régulateurs sont cascadés: le régulateur courant reste actif, mais il est commandé par la boucle "tension". Celle-ci est gérée par U1A, qui compare la consigne du pot RV1 à un échantillon de la tension de sortie, pris par le diviseur R17/R16. Un interrupteur de mise en "stand-by" permet d'appliquer sur ce même diviseur une tension forçant l'arrêt du régulateur via R26. C'est optionnel, mais il est préférable de commander la sortie de cette manière plutot qu'avec l'interrupteur secteur: la commande est propre, instantanée et parfaitement controlée, alors que les condensateurs de filtrage peuvent mettre un certain temps à se charger et surtout à se décharger.
    Un autre avantage est que les tensions de consigne tension et courant restent présentes et peuvent donc être envoyées aux éventuels afficheurs tension/courant pour indiquer quelles seront les consignes quand la sortie redeviendra active; c'est un petit luxe, utile et agréable.
    Les condensateurs C2, C4 et C5 permettent la correction/compensation en fréquence de la boucle tension; la boucle courant n'a besoin d'aucune compensation particulière, étant donné que le circuit est naturellement un générateur de courant.
    A suivre....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     


    • Publicité



  6. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Voyons maintenant la partie puissance:

    Le courant de controle provenant des régulateurs est appliqué à la base du transistor composite de ballast via R5; celle-ci n'a aucun rôle actif, elle permet juste de "casser" un chemin de court-circuit potentiel entre le (+) et le (-) via une chaine ininterrompue de semiconducteurs. Elle permettra au circuit de survivre en cas de pic de surtension, perturbation EMP et autre proximité d'une source RF (voire aussi d'une inversion de la polarité d'entrée).

    Le transistor composite lui-même est l'équivalent d'un transistor PNP à grand gain; le fait que le(s) transistor(s) de sortie soi(en)t NPN ne doit pas faire croire que c'est un étage collecteur commun: c'est bien Q5 qui détermine la polarité et la configuration de l'ensemble: émetteur commun.
    Cette façon de faire est à l'opposé de ce que l'on fait normalement: pour avoir un bon régulateur de tension, on cherche à ce que l'ampli de sortie ait déjà un comportement presque idéal de source de tension, d'où l'étage en CC précédé d'une impédance basse, genre AOP. De cette manière, la boucle de régulation n'assure que "le réglage fin".
    Ici, c'est la régulation qui fait tout le travail: elle doit ajuster précisément le courant de sortie pour qu'il égale le courant de charge de façon à ce que la tension de sortie s'équilibre exactement à la valeur de consigne.
    Ce système a l'air sorti tout droit des cartons des Shaddoks, mais il n'a pas été choisi par hasard: c'est fondamentalement la structure d'un régulateur LDO, à ceci près que dans un LDO, il y a quand même des boucles intermédiaires qui "émulent" le fonctionnement en collecteur commun et facilitent la compensation en fréquence; ici, la quasi-totalité de la boucle fonctionne en mode courant, et ce n'est que le rebouclage final, le plus externe, qui synthétise le mode tension.

    Pourquoi s'em***r à faire ce genre de prouesses?
    On a déjà vu un avantage, le faible drop-out: il suffit d'un Vbe pour que cela fonctionne. Un autre avantage est que la structure est identique quelque soit la tension requise.
    Mais surtout, les caractéristiques de limitation sont idéales: alors qu'il est difficile de persuader un bon régulateur de tension de limiter proprement et rapidement son courant, ce circuit est naturellement un limiteur de courant qui n'aura besoin de l'asservissement que pour fixer la valeur exacte de consigne.
    Conséquence: cette protection arrivera généralement à sauver des cas désespérés: si on court-circuite malencontreusement deux broches d'IC avec une pointe de test, on évitera non seulement la fumée et les dégâts généralisés, ce que permet une alim "classique", mais on a de bonnes chances que la victime directe survive au traitement.
    Evidemment, il n'y a pas de règle ou de garantie absolue, et il est clair que si le montage comporte déjà un 1000µF de découplage, les choses seront nettement compromises...
    Point de vue performances dynamiques, il faut être honnête, on n'arrive pas à ce que peut faire une structure plus classique; cependant la boucle de régulation est très soignée et arrive à imiter presque parfaitement un bon régulateur. Le seul aspect laissant à désirer est le comportement lorsque la charge en sortie passe instantanément du maximum à 0: les bon gros transistors de sortie n'arrivent pas à ramener leur courant instantanément à 0, et chargent pendant 1 ou 2 µs le condensateur de sortie; comme sa valeur est faible, il peut y avoir un dépassement de quelques volts.
    Pour éliminer cet effet sans perdre les bénéfices du système, un réseau composé de D5 C9 et R25 a été rajouté en sortie. La diode D5 est toujours maintenue en début de conduction par la résistance "bleeder" R25 (qui serait de toutes façon nécéssaire pour charger un peu la sortie), et dès qu'une tentative de surtension se produit, elle est dérivée par D5 qui la dirige dans un condo de forte valeur, C9. Ce n'est pas terriblement élégant, mais ça fonctionne bien...
    Le passage inverse, d'une charge nulle à la charge maxi ne pose pas de problème similaire: d'une part, l'état final de la sortie est en basse impédance, donc contrôlée beaucoup plus rigidement, et d'autre part, même des transistors gros et lents peuvent entrer en conduction très rapidement. Le transitoire résultant est donc minime et ne nécéssite pas de mesure particulière.
    A noter que le condensateur C1 peut être porté à n'importe quelle valeur, permettant d'émuler totalement un régulateur plus classique, mais comme il va également stocker plus d'énergie, il fera aussi plus de dégâts en cas de court-circuit.

    Les résistances R1 et R2 assurent l'équilibrage du courant entre les transistors de puissance; ici elles sont calculées pour une chute de tension de 0.5V au courant max, ce qui permet faire face à la situation la plus défavorable: des transistors montés sur des radiateurs séparés. Si le couplage thermique est meilleur, on peut réduire cette valeur. De même, si les résistances ont un coéff. de T° positif, on pourra aussi les diminuer.

    Les transistors sont protégés contre des retours de tension de la charge par D1 ou D2. Il est évident qu'on ne doit en mettre qu'une, en fonction du degré de protection souhaité. D1 apporte une protection totale, au prix d'une chute de tension supplémentaire, alors que D2 se contente d'envoyer la tension sur C6, en amont du régulateur; si la tension est vraiment élevée, elle pourrait endommager C6.
    La classique diode D3 en parallèle avec la sortie la protège contre les inversions de polarité.

    On peut encore mentionner un avantage supplémentaire de cette topologie: comme elle opère en mode courant, le cablage est sans influence sur le bon fonctionnement du circuit: les fils vers les transistors de puissance, le condensateur de filtrage ou la sortie peuvent être aussi long que nécéssaire, et suivre des chemins biscornus sans que cela ait de l'effet sur les performances ou risque de causer des oscillations: il faut juste prendre soin de faire un cablage en quasi-4fils jusqu'aux bornes de sortie: R17 et D1 se rejoignent sur la borne (+), et le shunt R9 rejoint R11/D11/RV1/R21 sur la borne (-).

    A suivre....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  7. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Dimensionnement des composants

    Voyons maintenant comment dimensionner les principaux composants:

    Tension:

    La tension de sortie maximale est déterminée par le diviseur R16/R17 et la tension de la zener de référence; R16 doit être conservée à 4.7K ou à peu près, donc on peut écrire:
    R17=R16*(Vout/Vref-1)
    Soit 33K, dans cet exemple.
    Ici, la zener choisie est une référence classique, de la série 1N825, dont la tension est de 6.2V. Le coéfficient de T° typique pour ce modèle de milieu de gamme est de 20ppm/°C.
    Si on utilise un modèle d'usage général, genre BZX79, il vaut mieux prendre une tension de 5.1 ou 5.6V dont le coéff. de T° est proche de 0. Dans ce cas, on pourra espérer une dérive de l'ordre de 50 à 100ppm/°C.
    La résistance R7 doit être calculée pour que le courant vers l'alimentation auxiliaire ne tombe jamais sous 8.5mA (7mA si l'option ON/ST-BY n'est pas utilisée), donc:
    R7=(V+min-12.4)/0.0085
    La tension V+min est la valeur instantanée worst-case, càd secteur au min, charge au max, en creux d'ondulation.
    Si la tension d'entrée varie fortement (avec une commutation des enroulements du transfo p.ex.), il faudra également s'assurer que ce courant ne dépassera pas 17mA dans le worst-case opposé: la sortie de U1B ne peut shunter que 12 à 15mA au max.
    Si cette valeur est excédée, il faudrait p.ex. séparer R7 en deux et mettre une zener intermédiaire.
    La résistance R23 détermine le courant dans la LED d'indication de limitation, et peut être choisie égale à R7. Une LED de présence secteur peut également être insérée en série.
    La tension AC du transfo doit être choisie pour que V+min soit toujours supérieure d'au moins 2V à la tension max de sortie. C6 doit avoir une tension suffisante pour supporter la tension max redressée à vide.
    Les transistors Q1, Q2, Q3, et Q5 doivent avoir un Vceo supérieur à V+max; il faudra également s'assurer que l'on ne sort pas de la SOAR (second claquage), en particulier pour des tensions élevées.
    Compte tenu de ce qui précède, on pourra configurer la tension max de 10V à 300V environ. La limite inférieure provient de la nécéssité de garder une tension d'alim auxiliaire suffisante (~6V) pour un fonctionnement correct, et la valeur supérieure ne résulte pas d'une limitation intrinsèque du circuit, mais plutot de réalités technologiques: au delà de 300V, les PNP se font rares, et l'aire de sécurité utilisable des NPN de puissance se réduit comme peau de chagrin.
    R8 n'est pas critique et doit permettre de faire passer 0.5% du courant nominal à la tension de sortie maxi.

    Courant:

    Le courant maximal de sortie est déterminé par la valeur du shunt R9; il est calculé pour une chute de tension de 0.5V nominal; cette valeur n'est pas coulée dans le bronze, mais c'est un compromis décent entre les pertes ohmiques et la précision de régulation.
    Il faudra choisir le nombre de transistors ballast en fonction de la puissance dissipée au courant maxi, pour le worst-case. A titre indicatif, il ne faudrait normalement pas dépasser le tiers de la puissance Pmax annoncée pour le transistor, le maximum absolu étant la moitié. Au-delà, les problèmes de contact thermique et de surface radiateur deviennent insurmontables. Il est préférable de s'en tenir au quart de Pmax si on veut un certain confort dans la réalisation.
    Les résistances d'équilibrage seront choisies en fonction du courant dans chaque transistor; prévoir une chute de 0.5V pour une stabilité maxi avec des transistors sur radiateurs séparés, et moins si il y a un bon couplage thermique. Ces valeurs peuvent encore être réduites si les résistances ont un coéff. de T° positif, pour compenser le silicium.
    Un moyen simple de se procurer de telles résistances est de les faire soi-même: la plupart des métaux non-alliés comme le cuivre, le platine, le fer, etc, .. ont un coéff de T° du premier ordre ~=1/Tabs, soit 0.3 à 0.4%/°C.
    Il suffit donc de bobiner une longueur adéquate de fil sur un support pour atteindre la valeur de résistance. Le cuivre n'est pas idéal en raison de sa faible résistivité (il faut de grandes longueurs), le platine est hors de prix, et le fer convient très bien. Choisir un diamètre assez fin pour minimiser la longueur et obtenir un bon auto-échauffement. C'est grâce à lui que se fera la compensation.
    Q5 devra fournir le courant de base de Q1 à Qn, et donc le cas échéant être monté aussi sur radiateur.
    Même remarque pour Q3, si des tension/courant élevés sont requis. R5 peut être dimensionnée de façon à réduire sa dissipation: la tension C-E va peu varier, et R5 peut en absorber la plus grande partie au courant de base maximal de Q5.
    R8 va déterminer le courant de base maxi possible et donc le courant de sortie: elle pourra être soumise à une tension max. d'environ 8V, donc le courant de base vaudra ~2.5mA dans ce cas-ci. Si l'on se base sur des transistors ayant un gain moyen, p.ex. 80 pour Q5 et 30 pour Q1,2, on arrive à un courant de sortie possible 6A.
    Si une valeur plus élevée est requise, on peut diminuer R8, jusqu'à 680ohm environ, pour exploiter les 12mA de courant de sortie de U1A. Cela permettrait de monter à environ 28A en sortie. Avec des transistors ayant un gain plus élevé, on pourrait arriver à une centaine d'ampères.
    Si l'on veut employer des transistors ayant un gain plus faible (ou si l'on veut un courant encore plus élevé), on peut ajouter un PNP en collecteur commun dans la sortie. Garder à l'esprit les contraintes de dissipation pour ce transistor ainsi que pour Q3.
    Les diodes du pont, ainsi que D1, si elle est installée, doivent bien sûr avoir leur courant max adapté au courant de sortie (et si nécéssaire être montées sur radiateur).
    Pour C6, on peut compter environ 2000µF par ampère.


    Les autres valeurs de composants ne devraient normalement pas être modifiées; il se peut que pour des valeurs extrêmes de courant ou de tension il soit nécéssaire d'optimiser les compensations en fréquence.

    A suivre....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  8. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Choix des composants et adaptations diverses

    Le sujet a déjà été abordé lors des posts précédents, mais il reste quelques précisions à donner.
    Certains composants ont une influence directe sur la stabilité en température, il faut donc essayer de les choisir de bonne qualité. Il s'agit de R16, R17, R11, R12, D11, R14, RV1 et RV2.
    Il a déjà été question de D11; la 1N825 est assez facilement disponible, pas trop chère et offre 20ppm/°C. Il est possible de faire mieux, la 1N829 offre 5ppm/°C, et des ICs comme le LM399 arrivent au ppm.
    Plus abordables sont les références intégrées de 2.5V: LT1004, LM336, etc. Leur coéfficient de T° est faible autour de 25°C. Pour pouvoir les utiliser, il suffit d'altérer le rapport entre R11 et R12 pour retrouver une douzaine de volts sur l'alim auxiliaire.
    Mais il est inutile de se payer une bonne référence si les autres composants ne sont pas à la hauteur: des résistances méta-film tout venant ont une dérive de 200ppm/°C, et il est difficile pour l'amateur de se procurer mieux que 50ppm/°C, donc la 1N825 est tout à fait dans la course.
    Ici, R11 et R12 sont identiques, ce qui permet de minimiser les dérives: si elles font partie d'un même réseau, ou au moins du même lot, elles auront un faible coéfficient différentiel, même si la valeur absolue est médiocre.
    Par contre, R16 et 17 auront généralement des valeurs différentes, donc le même truc n'est pas utilisable; par contre, rien n'interdit de partir d'un nombre de résistances identiques (lot ou réseau), et de les combiner, en série pour R17 et en // pour R16, afin d'arriver au rapport de division correct.
    Le problème de RV1 et RV2 est plus épineux; là il vaut mieux casser sa tirelire et investir dans des bons potentiomètres multitours; sinon, se rabattre (dans l'ordre) sur des cermets, piste plastique, piste carbone. Il ne faut pas dramatiser cependant: l'utilisation en mode potentiométrique vrai pour RV1 permettra une bonne compensation, et donc une bonne stabilité de tension même avec un vulgaire carbone. Pour RV2, R14 entre en jeu, donc si on utilise un pot de qualité, il faut également une résistance de qualité, alors qu'avec un pot au carbone, il faut prendre une résistance au carbone pour au moins approcher la compensation (la stabilité sera moins bonne que pour la tension cependant).
    Si on recherche la stabilité et un bruit minimal en sortie, on peut aussi choisir un meilleur AOP que le démocratique LM324; il faut choisir un modèle faible bruit, de précision, et capable d'inclure V- dans sa gamme de mode commun.
    Il est probablement prudent de laisser un 324 ou 358 pour U1B: la configuration est vraiment très spéciale et risque de ne pas plaire à tous les modèles (le LT1077 ou le TLC374 l'acceptent cependant).

    Le shunt R9 peut être ajusté à la valeur exacte souhaitée en mettant une résistance d'appoint en // avec une bobinée standard: ici, les 0.25 ohm sont réalisés avec une 0.3 + 1.5 ohm.

    Pour les transistors ballast, essayer d'utiliser des transistors "rustiques", simple diffusion comme le 2N3055, qui sont robustes et offrent une aire de sécurité maximale.

    Les plus attentifs auront noté qu'il reste un LM324 inutilisé; on peut lui trouver diverses taches: en comparateur, pour commander la commutation d'enroulements, en ampli pour amplifier la tension aux bornes du shunt et l'afficher sur un voltmètre, en ampli inverseur, pour la même fonction, mais référencée à la masse de sortie, comme la tension.
    Il va de soi que si l'on connecte un ampèremètre pour le courant de sortie, on ne doit pas rajouter de shunt: R9 convient parfaitement, soit directement, soit amplifié comme dit plus haut.
    Si l'on emploie la possibilité mentionnée dans un post précédent de pouvoir afficher aussi bien les consignes que les valeurs effectives en sortie, il faudra pour le courant, introduire une correction: RV2 reçoit une fraction de la tension du shunt, ce qui cause un réaction positive, et augmente légèrement le courant de sortie par rapport à la consigne mesurée sur RV2 lorsque la sortie est inactive; ici ce décalage est de 5% environ à fond d'échelle. Même si ce facteur de correction est appliqué, il restera une erreur du second ordre pour les valeurs intermédiaires, et si on veut une précision rigoureuse, il faudra soit modifier un peu la config du régulateur courant de façon à se référencer à droite du shunt, soit corriger la valeur avec un circuit à résistance négative. Je donnerai éventuellement plus de détails s'il y a des intéréssés.

    Si on veut employer ce circuit dans une alim symétrique, le plus simple est de faire une version "miroir", en changeant le sexe de tous les transistors.
    Pour les références et le tracking des controles, il suffit de mettre des inverseurs à gain unité entre le maitre et l'esclave.
    Les deux modules seront reliés au niveau des masses de sortie. Il ne sera pas possible d'utiliser un transfo à point mileu, il faudra deux enroulements séparés. Si on veut une tension élevée, il vaut mieux faire une entorse au principe du miroir, et utiliser un darlington pur NPN pour Q1-Q5..

    Il est parfaitement possible de rendre cette alim "digitale": il faut simplement remplacer RV1 et RV2 par des convertisseurs D/A, avec éventuellement une adaptation de gain.

    La diode de snubber D5 doit de préférence être rapide, et c'est encore mieux si elle est épitaxiale: la BYV28 p.ex. est idéale.

    A suivre....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  9. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Photos, caractéristiques, divers...

    Pour terminer provisoirement voici quelques photos et caractéristiques relevées sur le proto (à 25V et 2A de sortie, sauf indication contraire).

    -Régulation ligne (Vin 52V--->65V): non mesurable (<100µV)
    -Régulation charge (Iout 0--->2A): non mesurable (<100µV)
    -Bruit + ondulation: <300µVrms (dépend beaucoup du LM324 utilisé)
    -Puissance en stand-by: <1W
    -Delta entrée/sortie mini pour régulation: 1.7V (R1,2=0.2ohm, pas de D1)
    Note: quand la régulation tension est perdue, la LED de limitation s'allume également.

    Une des photos montre le détails des résistances d'équilibrage des ballasts.
    C'est du home-made, du fin fil de fer bobiné autour d'une chute de circuit imprimé.
    Disons encore que si le switch de stand-by est monté, il vaut mieux mettre du fil blindé pour cabler le côté "chaud" (ou au moins le faire passer dans un endroit non perturbé). Sans cette précaution, il risque d'injecter du bruit collecté dans la boucle de régulation.
    Enfin, encore une application possible du LM324 de réserve: une indication de température excessive (ou même un thermal shutdown). Il suffit d'un transistor ou diode monté comme capteur sur la radiateur principal et de quelques résistances. Peut être bien utile si, comme dans ce cas-ci le radiateur est nettement insuffisant pour fonctionner indéfiniment à puissance max.
    Voila, place aux questions s'il y en a...
    Images attachées
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  10. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Accessoires et extensions

    Hello,

    Voici concrétisées quelques-unes des idées proposées pour utiliser le LM324 de réserve, et étendre les fonctionnalités.
    Elles ont toutes été réunies sur le même schéma, ce qui ne signifie pas qu'elles doivent être toutes réalisées....
    Cela nécéssiterait un LM358 ou LM324 supplémentaire (mais c'est possible). Ces options ont été créées pour cette alim, mais pourraient être "repompées" pour s'adapter à d'autres.

    Commutation automatique des enroulements de transfo:
    Effectuée par le thyristor T100, elle ne se contente pas de les commuter "bêtement", elle les met en configuration série ou parallèle afin, éventuellement, de tirer le maximum du transfo. Si l'on adapte la limitation de courant en conséquence, il serait peut-être prudent de rajouter une indication si l'on tire trop de courant en mode "haute tension".
    Ici, le 324 compare la tension de référence avec celle d'une prise intermédiaire du diviseur de tension de sortie.

    Alarme de température/Thermal shutdown
    Ici le 324 compare la référence avec un multiplicateur de Vbe construit autour de Q101, et qui est fixé sur la radiateur. Le BF173 n'a pas été choisi pour ses qualités HF, mais à cause des particularités de son boitier: c'est un boitier métal, isolé du transistor, qui est donc très pratique en capteur de T°: il suffit de l'insérer dans un trou de 4.8mm pratiqué dans le radiateur.
    On peut au choix:
    -Indiquer seulement le dépassement, auquel cas seul Q102 est monté et D103 est omise
    -Faire uniquement le thermal shutdown, auquel cas on ne met que D103
    -Faire les deux
    RV100 permet le réglage exact de la T° de seuil. La valeur médiane est calculée pour environ 100°C.

    Sortie de mesure courant
    L'ampli inverse et amplifie la tension du shunt, de façon à la référencer à la masse, et à la normaliser à 1V par ampère, pour l'affichage sur un voltmètre.
    (toute autre valeur est bien entendu possible).
    Voilà, fin provisoire....
    A+
    Fichiers attachés
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  11. jacounet86

    Date d'inscription
    mars 2008
    Localisation
    Dissay près du Futuroscope.
    Âge
    64
    Messages
    150

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Bonjour.

    Bien ton alim .
    Je vais la tester sur "Protéus avant de me lancer .
    J'avais fait une alim; dans le même ton , mais à transistors . J'ai une seule question au vue de ton schémas que je découvre ,tu alimentes ton LM324 via R7 de 4.7 k sur le +42 Volts , n'y-a t-il pas un risque ... ?

    J'ai acheté une alim de labo qui ressemble à la tienne , ils utilisent une alimentation qui commute sur 3 sorties différentes du transfo. correspondant à 15 V , 30 V , 45 V suivant la tension demandée ( en fait 3 comparateurs montés sur le potentiomètre de consigne , commutent 3 relais ) . Cela permet de moins gaspiller d'énergie . L'idéal serait d'avoir une alim. avec une commutation tout les 2 Volts , mais ce n'est plus du domaine amateur ...et bonjour le poids (22 relais avec un pouvoir de coupure de 4/5 ampères ça pèse ) .
    L'alim à découpage n'est pas l'idéal non plus , le rendement et la régulation sont excellents , mais la plage de réglage reste limitée , ou alors il faudrait commuter le hacheurs sur des transfos HF différents, bonjour le poids aussi .

    L'idéal reste à inventer ,et il est toujours à portée de main .
     

  12. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Citation Envoyé par jacounet86 Voir le message
    Bonjour.

    Bien ton alim .
    Je vais la tester sur "Protéus avant de me lancer .
    J'avais fait une alim; dans le même ton , mais à transistors . J'ai une seule question au vue de ton schémas que je découvre ,tu alimentes ton LM324 via R7 de 4.7 k sur le +42 Volts , n'y-a t-il pas un risque ... ?
    La configuration est effectivement assez déroutante, mais il n'y a pas de risque: une des sections de LM324 est utilisée en régulateur shunt, et joue donc le rôle de diode zener.
    Le fonctionnement est expliqué ici:
    L'alimentation interne des circuits de régulation est construite autour d'un régulateur shunt, qui s'alimente à partir de la tension positive non-régulée via la résistance chutrice, R7, qui permet de faire passer un courant d'au moins 10mA.
    De façon assez inhabituelle, c'est l'AOP lui-même qui régule sa propre tension d'alimentation: la sortie de U1B est raccordée au (+) et dérive l'excédent de courant vers le négatif. Pour rendre cette configuration bizarre "acceptable" au LM324, une résistance R10 permet à la sortie de ne pas être directement au potentiel positif.
    De plus, le régulateur utlise une certaine forme de feedback positif: la polarisation de la zener de référence D11 est tirée de la tension qu'elle contribue à réguler. Cet arrangement peut paraître quelque peu "incestueux", mais il est très efficace: le courant de polarisation est parfaitement stable, et la tension l'est donc aussi.
    Enfin, "curiosité" finale, l'AOP a son V- raccordé non à la masse (sortie), mais en amont du shunt d'échantillonnage du courant de sortie. Cela permet d'éviter que les quelques mA du courant d'alimentation du circuit ne soient pris en compte dans le courant de sortie; il y a bien le courant de retour de la zener, mais celui-ci étant faible et constant, il ne pose pas de problème.
    Il n'est pas certain que tous les types d'AOP acceptent cette config.. Elle a été validée avec des LM324, 358, pour d'autres modèles, il serait prudent de faire un essai réel préalable.
    J'ai acheté une alim de labo qui ressemble à la tienne , ils utilisent une alimentation qui commute sur 3 sorties différentes du transfo. correspondant à 15 V , 30 V , 45 V suivant la tension demandée ( en fait 3 comparateurs montés sur le potentiomètre de consigne , commutent 3 relais ) . Cela permet de moins gaspiller d'énergie . L'idéal serait d'avoir une alim. avec une commutation tout les 2 Volts , mais ce n'est plus du domaine amateur ...et bonjour le poids (22 relais avec un pouvoir de coupure de 4/5 ampères ça pèse ) .
    L'alim à découpage n'est pas l'idéal non plus , le rendement et la régulation sont excellents , mais la plage de réglage reste limitée , ou alors il faudrait commuter le hacheurs sur des transfos HF différents, bonjour le poids aussi .

    L'idéal reste à inventer ,et il est toujours à portée de main .
    Il est possible de faire une prérégulation à thyristor ou même à triac, comme dans le projet d'alim 30V/5A.
    Un prérégulateur utilisant un convertisseur "buck" est également possible: il suffit de l'asservir pour que sa tension de sortie soit toujours ~5V plus haut que la sortie de l'alim linéaire.
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  13. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Suite à une question par MP de Ludo32:

    Bonjour,

    Je suis entrain de realisé votre alim de labo pour 25v / 5A.

    J'ai compris comment calculer les differents composant pour l adapter a cette tension / courant mais je bloque sur R7 parce que ma tension d'entrée peut varier de 16 a 32v ( transfo 2x12v avec commutation des enroulements.) je n'arrive pas a trouver la bonne valeur pour etre dans la limite de courant basse et haute.. comment faire?

    Merci
    Voici des solutions possibles pour travailler dans des tensions basses et relativement variables:

    La plus directe est probablement de remplacer R7 par un petit régulateur intégré, 78L12 p.ex.
    La broche commune doit être référencée à la masse de sortie, à droite de R9.
    La gamme de tensions d'entrées est compatible. On peut débrancher le régulateur interne en omettant R10.
    Cette solution a un petit inconvénient, la précision et la stabilité de la régulation de courant vont dépendre du 78L12, et non plus de la référence de 6.2V. Si on a mis une zener performante, ce sera moins bon, mais malgré tout parfaitement décent; pour la limitation, on est en général moins exigeant.

    Autre possibilité, remplacer la zener par une référence shunt intégrée de 2.5V, et recalculer les résistances du régulateur interne et des consignes tension/courant pour une tension d'alim auxiliaire de 6V au lieu de 12.4V. Cela devrait permettre de remplir les exigences pour R7.

    On pourrait également se contenter de mettre un transistor PNP en collecteur commun en sortie de U1b, pour lever la limite de courant max imposée par la sortie de l'ampli; R10 passerait alors à 220ohms ou moins, pour absorber le supplément de courant.
    Si cette solution est envisagée, il faudrait au préalable faire un petit test rapide "en l'air", du régulateur autour de U1b avec son transistor, pour être sûr que cela fonctionne: je n'ai pas testé cette config, et comme le régulateur est quand même assez particulier, il vaut mieux prendre ses précautions avant de faire un circuit définitif. Mais ça devrait fonctionner.
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  14. Ludo32

    Date d'inscription
    mai 2009
    Localisation
    Martigny / VS - Suisse
    Âge
    28
    Messages
    14

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Ok merci pour ces precisions, je pense que je vais partir sur la solution du 78l12.
    Donc dans ce cas je peut egalement supprimer R11 et R12?
    Est il egalement possible d'employer des NPN darglinton (BDW83 par ex..) pour les transistors de sortie?
     

  15. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 422

    Re : Alimentation de Labo: un design de référence

    Citation Envoyé par Ludo32 Voir le message
    Ok merci pour ces precisions, je pense que je vais partir sur la solution du 78l12.
    Donc dans ce cas je peut egalement supprimer R11 et R12?
    Oui, effectivement. En fait, U1 b n'est plus nécéssaire, et peut être laissé déconnecté, ou servir à autre chose.
    Est il egalement possible d'employer des NPN darglinton (BDW83 par ex..) pour les transistors de sortie?
    Ce serait vraisemblablement possible, mais ce n'est pas nécéssaire: l'ensemble composite PNP+NPN est l'équivalent d'un darlington, et le gain en courant devrait suffire dans ton cas.
    L'utilisation d'un darlington va aussi doubler la tension de déchet.
    D'autre part, des transistors rustiques à simple diffusion, comme le 2N3055 ou le 2N3771 sont plus robustes que des types plus sophistiqués, comme les darlingtons.
    Mais si tu n'as que ça sous la main, ça devrait fonctionner.
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     


    • Publicité




Poursuivez votre recherche :




Sur le même thème :




 

Discussions similaires

  1. Réponses: 37
    Dernier message: 24/10/2010, 11h36
  2. [Brun] TV LCD Thomson référence 37lb130s5 : carte alimentation hs ?
    Par slydu95 dans le forum Dépannage
    Réponses: 7
    Dernier message: 30/01/2009, 23h22
  3. Recherche de référence - alimentation à découpage
    Par jorg1n dans le forum Électronique
    Réponses: 9
    Dernier message: 23/05/2008, 10h54
  4. étude pour Game design et design espace
    Par willy88 dans le forum Orientation après le BAC
    Réponses: 0
    Dernier message: 20/01/2008, 19h35
  5. Choix d'une alimentation de labo
    Par BastienBastien dans le forum Électronique
    Réponses: 4
    Dernier message: 29/12/2007, 14h16

Les tags pour cette discussion