Tout ce que vous avez toujours voulu savoir sur les condensateurs de découplage sans oser le demande

[Tropique]

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....Ou sans savoir comment le mesurer.

Hello,

Je vais vous présenter une étude systématique des condensateurs de découplage, plus précisément des condensateurs électrolytiques, et plus précisément encore de leur association avec des condensateurs non-polarisés.

C'est un sujet particulièrement controversé, qui a déjà fait l'objet de nombreux débats, et sur lequel circulent toutes sortes de légendes, en particulier dans les milieux audiophiles.

Résumons la question en une ligne:
Faut-il, ou ne faut-il pas doubler les condensateurs chimiques de forte valeur par un condensateur plastique ou céramique, pour "améliorer et compléter le découplage aux hautes fréquences"?

Si oui, quelle valeur devrait-il avoir?

Bien que le sujet ait déjà été débattu et rebattu, on ne trouve que peu d'éléments concrets dans le dossier.
C'est cette lacune que je vais tenter de combler ici.
J'ai effectué un test systématique sur un échantillonnage de condensateurs couvrant toutes les valeurs courantes, en radial et axial, seuls ou en association avec des condensateurs céramique de 100pF, 1nF, 10nF et 100nF.
Les résultats sont, comme nous allons le voir plus loin .... surprenants, et vont à l'encontre de pas mal de mythes.

Cette introduction étant bouclée, voyons comment les mesures ont été effectuées, et comment les interpréter.

L'appareil utilisé pour ces mesures est un VNA (Vector Network Analyser) de type HP8702 d'Agilent. C'est le type d'outil standard pour ce genre de mesure.
Normalement, les mesures sont basées sur le paramètre s11, de façon à extraire les composantes d'impédance du DUT (Device Under Test).
Ici cependant, j'ai fait preuve d'une certaine créativité, et je me suis éloigné des techniques habituelles: la mesure a été faite en deux ports, en se basant sur le s21 (en transmission).
La raison de cet "écart" est qu'il permet d'effectuer une mesure en 4 fils physiques, en plus du 4 fils virtuel procuré par la calibration. Cette façon de procéder permet de descendre le plancher de mesure à des valeurs assez exceptionnelles, comme on le voit sur l'image (réalisé sans trucage!).

La bande de fréquence choisie pour l'analyse va de 300KHz à 100MHz. Les 300KHz sont imposés par l'appareil, qui est d'un modèle assez ancien (près de 25 ans!) et ne descend pas très bas. C'est cependant plus que suffisant, les choses "intéréssantes" ne commençant que bien au-dessus de 1MHz.
J'ai estimé que 100MHz était largement suffisant comme limite supérieure: au-delà, on est largement dans les VHF, et en dehors du labo, rien ne serait reproductible et donc applicable à des situations réelles.

Le set-up de test:

Il s'agit d'un morceau de PCB divisé en trois plages: la zone de masse, la plus importante, et les zones d'entrées et de sortie, plus petites et symétriques, reliées entre elles par un pont.
C'est au niveau de celui-ci que va être soudé le CUT. L'autre terminaison du CUT se fait sur le plan de masse, en vis-à-vis à 5.08mm. Cette valeur correspond à l'entraxe de référence pour les CUT. Certains auront une valeur différente, mais le set-up est calibré pour ces conditions.
Le plan de référence est perpendiculaire au PCB et passe par ces deux points
Le set-up est calibré, y compris en isolation, avec un fil de court-circuit de 0.8mm entre les points de référence. Ce pontage est fait directement côté cuivre.
Ce que l'on va mesurer est donc ce que le CUT apporte en plus comme inductance et résistance par rapport à ce pontage. Aller plus loin n'aurait pas de sens, car il est physiquement impossible au condensateur d'avoir une inductance inférieure à celle qui correspond à son entraxe.

Le condensateur électrolytique est monté normalement, côté composants, et le condensateur d'appoint est mis directement côté cuivre, sur les pattes du condensateur principal, au plus court.
La trace que l'on obtient est représentative du module de l'impédance du DUT pour des valeurs suffisamment faibles (<-20dB). Avec le return-loss bridge et le set-up utilisé, le 0dB correspondrait à 37.5ohms.
Une valeur de -40dB équivaudrait ainsi à 375milliohms.

On voit cela mis en pratique dans l'exemple:
C'est un condensateur de marque "Sprague", type 515D. on le voit d'abord seul, et ensuite associé à un condensateur de 10nF.

A suivre.......
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[Tropique]

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Avant de continuer, je vais essayer de clarifier quelques points et d'expliquer la nature et la forme des résultats.

Comme vous avez pu vous en rendre compte dans l'exemple, les résultats sont sous forme de copie d'écran. Littéralement.

L'appareil utilisé est un dinosaure, incapable de communiquer avec des moyens "modernes", et son seul lien utilisable avec le monde extérieur à part le CRT, est le GPIB. Il serait encore possible de trouver des adaptateurs, mais c'est rare et cher (et il faut encore les bons drivers).

C'est la raison pour laquelle j'ai choisi la méthode "photo". C'est tolérable, car ce qui compte est essentiellement l'allure générale des courbes: on ne recherche pas ici la précision dans l'absolu. D'ailleurs, il y a bien des années que le dernier certificat de calibration du VNA a expiré.
Il ne faudrait pas s'imaginer pour autant que les résultats obtenus soient fantaisistes: même (théoriquement) hors calibration, le 8702 reste un instrument exceptionnellement performant, et les mesures comme la calibration (du set-up) ont été effectuées dans les règles de l'art. Le "plancher" obtenu avant de débuter les mesures le montre bien: la "pelouse" est centrée sur -90dB, pour toute la gamme de 0.3MHz à 100MHz. C'est une performance qui ferait baver d'envie certains constructeurs actuels. Il faut se rendre compte que ce plancher correspond environ à une impédance de 1milliohm.
Ce n'est déjà pas si évident de descendre à ce niveau en DC, mais à 100MHz, c'est une toute autre paire de manche: je vous laisse le soin de calculer à quelle inductance cela équivaut.....

Pour mieux comprendre à quoi correspondent les résultats, et comment les interpréter, je vais donner un équivalent conceptuel du set-up: voir Concept1.
Les valeurs correspondent à ce qui a été extrait de la trace réelle, et les échelles choisies pour la simu sont identiques: on remarque une claire similitude.
Le set-up peut être schématisé comme un générateur de résistance interne égale à 37.5ohm, attaquant l'impédance représentant le CUT. C'est en quelque sorte un diviseur de tension dont le pied est le CUT.
En basse fréquence, la résistance domine, alors qu'à partir de 3MHz commence le domaine de l'inductance série.

Si l'on vient rajouter le condensateur de 10nF, on crée deux résonances: voir Concept2. On remarque à nouveau une incontestable familiarité avec la trace réelle, preuve que les modèles, même simplifiés, tiennent raisonnablement la route.
La résonance la plus haute est essentiellement celle du condensateur de 10nF (qui ne fait plus que 9nF à cette fréquence) avec ses 1.6nH d'inductance parasite. Comme c'est une résonance série, c'est un minimum.
La seconde résonance est celle de la boucle entière; elle est donc à plus basse fréquence, puisque les 5.2nH du 100µF viennent s'ajouter, et c'est une résonance parallèle, d'où le maximum d'impédance.

Entrons enfin dans le vif du sujet: voici le premier batch de graphiques.

Je vous laisse digérer la matière.

A suivre.....

[Tropique]

Plongeons nous un peu plus en détails dans les graphiques du post précédent.

Que constate-t-on?

• Au niveau des condensateurs chimiques seuls, on voit que la valeur limite d'atténuation (en "basses fréquences) augmente de haut en bas. C'est normal:
  Ce sont des modèles de plus en plus gros, il est logique que leur impédance diminue selon cette progression.
• On constate également que l'infléchissement de la courbe commence de plus en plus tôt. Encore une fois, c'est normal:
  Si la résistance série diminue, la constante de temps L/R augmente, et l'accroissement de l'inductance série (due à la taille physique) a le même effet. Tout cela cause un abaissement de la fréquence charnière.
• Ces composants se conforment donc bien au modèle simple.
  Au passage, on remarque que les paramètres parasites de résistance et d'inductance en HF son loin d'être mauvais: par exemple, 149 milliohms et 5.2nH seraient largement suffisants pour effectuer un excellent découplage HF et VHF. Il faut également remarquer qu'une bonne partie des 5.2nH provient de la double traversée du PCB: 2x 1.6mm. Un condensateur céramique ou plastique traversant serait logé à la même enseigne
• C'est donc un premier mythe qui est mis à mal: le comportement HF des électrolytiques est loin d'être aussi apocalyptique que certains voudraient le faire croire.

Voyons ce qui se passe lorsqu'on ajoute les condensateurs d'appoint:
Selon la "doctrine" (je n'oserais pas parler de théorie pour ça), ce condensateur va apporter une amélioration aux hautes fréquences. Cette amélioration se fera sentir à des fréquences d'autant plus élevées que la valeur est faible.
Vérifions ce qu'il en est dans les faits, en commençant avec 100pF.
A première vue, il ne semble pas y avoir de changement. Mais lorsqu'on scrute plus attentivement le haut du spectre, on constate malgré tout une petite altération..... seulement elle ne va pas dans la direction attendue et espérée: c'est bien une dégradation que l'on constate vers 100MHz. D'accord, ce ne sont que quelques dB au plus, ce n'est pas dramatique, mais quand même!

Un deuxième mythe qui s'effondre.....

Ce que l'on voit est en fait l'amorce de la première résonance du condensateur composite. La résonance elle-même est plus haut que 100MHz, et est donc invisible.
L'altération, presqu'indétectable pour le plus petit condensateur, prend de l'ampleur lorsqu'on descend dans la liste.
C'est explicable: le petit condensateur a le rapport L/R le plus faible. Ce rapport détermine à la fois l'amortissement, et la fréquence des résonances parasites.
Cette constatation a une implication surprenante: l'association de condensateurs est d'autant plus néfaste que le condensateur à traiter est gros....

On peut continuer à suivre l'évolution pour de plus fortes valeurs d'appoint: à partir de 1nF, le changement est visible immédiatement, la première résonance entre dans le champ. Cette fois, la dégradation par rapport au condensateur isolé se fait sentir dès 30 à 40MHz.
On peut arguer que dans une zone restreinte près de 100MHz, une certaine amélioration est détectable. C'est cependant marginal par rapport au reste, et Murphy veillera à ce que rien d'intéréssant ne se produise dans cette zone. Et s'il est en forme, il s'arrangera pour que tout se concentre vers 50MHz, à la résonance, là où la dégradation est de ~10dB.

Ensuite, pour 10nF et plus, la seconde résonance entre en jeu, et vient "calmer le jeu". Avec les faibles valeurs, un 100nF d'appoint apporte un bénéfice global incontestable. Pour les valeurs plus fortes, il reste un soupçon de "bosse", mais on reste sous les valeurs originales: c'est donc globalement positif.

Next

A suivre....

[invitea3c675f3]

Si tu as le temps, Tropique, pourrais-tu faire l’étude avec quelques capas tantale.

[A voir en vidéo sur Futura]

[invite7b23d5a7]

Bonjour à tous,

très interessant ton essai Tropique.

j'ai lu quelques part (désolé pour les puristes) que l'association chimique + condo de faible valeur n'est pas si bon que celà, car plus on monte en frequence plus le condensateur chimique se comporte comme une self et ainsi celui ci peut entrer en raisonance avec sa voisine.

[Tropique]

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Tout en poursuivant, quelques réponses aux points soulevés ci-dessus:

Si tu as le temps, Tropique, pourrais-tu faire l’étude avec quelques capas tantale.

J'essayerai de faire une seconde campagne de tests incluant des condensateurs tantale, et peut-être OSCON, puisque c'est leur alternative moderne.

Humm..

Je connais un ingénieur électronicien qui recommande de mettre 10µ // 0,1µ pour 10 boitiers TTL.

Je pense qu'il sera content d'apprendre qu'un chimique suffit.

Attention. Ces tests couvrent un cas bien précis: la comparaison d'un chimique seul avec l'association (locale et directe) d'un condensateur non-polarisé. A ce stade, on n'a passé en revue qu'une petite partie des résultats, mais la tendance qui se dessine est que l'adjonction d'un condensateur de valeur < 100nF n'apporte rien de positif, et tend au contraire à dégrader les choses. Dans cette mesure, on peut dire que le chimique seul est préférable. A partir de 100nF, l'effet du condensateur branché directement aux bornes de l'autre (j'insiste sur ce point, il est essentiel) est positif, puisque les résonances parasites créées restent sous le niveau initial.

Pour moi, la règle, c'est >22µF par carte et >22nF céramique par circuit logique classique.
L'analyse de Tropique ne commence malheureusement qu'à 300Khz

Le cas distribué est infiniment plus complexe, et il s'agit en fait d'une autre problématique; qui inclut cependant l'étude actuelle. Celle-ci se concentre sur les unités de découplage. Une fois qu'elles ont été validées de façon satisfaisante, elles peuvent être incluses dans une étude plus large. Mais le sujet est extrêmement vaste: s'agit-il d'une carte routée "au fil de l'eau", en X-Y, avec des plans d'alimentation, quel est l'ordre de grandeur des distances relatives, etc.

Si j'avais pu faire simplement les fréquences <300KHz, je l'aurais fait. Mais le comportement est assez prévisible: le condensateur électrolytique reste d'abord résistif, pour devenir ensuite capacitif, et le condensateur céramique reste capacitif. Aux très basses fréquences, la partie résistive augmente à nouveau à cause des pertes diélectriques. Mais il n'y a rien de vraiment inattendu, et les longueurs de connection ont beaucoup moins d'influence.

D'autrepart, on s'en moque de l'impédance du condensateur avec son copain électrolytique. Ce qui compte, c'est la réalité. J'ai un circuit intégré qui fait un appel de courant de X mA avec un temps de monté de Y nS, que fait ma tension d'alimentation ?????? That is the question !

Donc il vaudrait mieux faire un essais réel sur un circuit imprimé avec un 74HC451 et 8 résistances de PullUp de 560 ohms (en gros 8 mA par sortie) et faire commuter les 8 portes ensembles. Et comparer les variation de Vcc en fonction des condensateurs de découplage. La manip n'est pas facile à faire, il faut un bon scope, un bon protocole de mesure, une self étalon qui simule le fil de Vcc. Bref, ce serait plus significatif

L'impédance de l'unité de découplage va déterminer in fine son efficacité. Cette impédance peut effectivement être appréciée dans le domaine temporel également, mais l'avantage du domaine fréquentiel est qu'il permet d'identifier et de quantifier les paramètres clé: on voit très clairement sur quoi influe l'inductance série de chacun des éléments, quel est l'impact de la résistance, etc. On peut d'ailleurs parfaitement prévoir ce qui va se passer dans le domaine temporel à partir des paramètres extraits en fréquentiel. Le contraire est théoriquement possible aussi, mais infiniment plus difficile pratiquement.
Enfin, je précise que cette étude n'est pas particulièrement centrée sur la logique, mais a un but plus universel incluant par exemple: le traitement de signal (ADCs, ...), amplification (large bande), conversion d'énergie, etc. Le but est d'être suffisamment général pour s'abstraire des particularités relatives à un domaine spécifique.

Continuons l'examen des résultats: le 3 cloture la catégorie radiale. Pour ne pas laisser le 10000µF Nichicon se morfondre dans la solitude, j'ai inclus à titre de comparaison les précédents (qui apparaissaient déjà dans la livraison précédente).
Le 4 débute la série axiale.

[BastienBastien]

Hi guys !

Pas mal ce thread. C'est l'un des rares threads de Docteur Tropique faciles à comprendre.
Mais le travail n'en reste pas moins lourd.

incontestable familiarité avec la trace réelle, preuve que les modèles, même simplifiés, tiennent raisonnablement la route.

Existe-t-il un modèle plus complexe, d'un condensateur, autre que R, L et C en séries ?
Je n'en connais pas d'autre.

+

[Tropique]

Existe-t-il un modèle plus complexe, d'un condensateur, autre que R, L et C en séries ?
Je n'en connais pas d'autre.

+

Le modèle RLC n'est que le premier niveau.
Chacun des paramètres est lui-même imparfait, et au second niveau, on tiendra compte du fait que Ls possède des pertes qui ne sont pas englobées dans Rs, et dépendent de la fréquence. Par exemple en lui ajoutant une résistance parallèle.
De même C, qui aux basses fréquences possède une absorption diélectrique non-négligeable pouvant être grossièrement modélisée par un circuit RC parallèle.
Et ainsi de suite.
On peut ajouter autant d'éléments que nécéssaire, ou recourir au calcul tensoriel et donner aux éléments des valeurs complexes. En quelque sorte le pendant de la dispersion chromatique en optique.
Ici, les effets de 1er ordre nous suffiront largement.

Je discuterai plus tard des implications de ces mesures sur des cas pratiques, mais je reprécise que cette étude n'est pas orientée logique.
Accessoirement certaines conclusions pourraient éventuellement servir dans ce domaine, mais ce n'est pas le but.

On continue avec les axiaux, le 5 et enfin une comparaison entre des radiaux et axiaux de caractéristiques similaires, le 6.

[Tropique]

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Voyons maintenant quels enseignements l'on peut tirer de toutes les données présentées.

Pour les condensateurs seuls d'abord:

Il faut tout de suite établir une distinction entre les modèles radiaux et les modèles axiaux. C'est quelque chose de connu, mais qui trouve ici une confirmation supplémentaire.
Si l'on examine le comparatif: http://forums.futura-sciences.com/at...-data6mixoejpg, on constate que la différence est perceptible même pour de faibles valeurs, 10µF. Aux basses fréquences, on est dans les deux cas à trente et quelques dB sous la référence, ce qui est logique pour deux calibres identiques, mais le radial ne prend un caractère inductif qu'à partir de ~36MHz, contre ~12MHz pour l'axial.
Pour de plus fortes valeurs, la différence est encore plus spectaculaire.
Il est donc clair que les types axiaux sont à éviter si un bon comportement HF est important.
Si on prend un cas extrême, le 10000µF/25V axial, http://forums.futura-sciences.com/at...cap-data5oejpg on constate que son inductance est tellement forte que les effets du second ordre deviennent significatifs: la caractéristique impédance/fréquence n'est plus une droite, mais une courbe, indiquant que le modèle simple ne serait plus applicable: on voit que l'inductance parasite elle-même est fortement amortie.

Si l'on se concentre sur la perfomance des radiaux, on voit qu'à 10MHz on se trouve vers -40dB sous la référence, càd ~375milliohms. Cette valeur est excellente, certainement suffisante pour un bon découplage d'usage général.
Ne me faites cependant pas dire ce que je n'ai pas dit: que sous le prétexte de cette bonne performance, on pourrait éliminer tous les condensateurs de découplage céramique d'une carte et les remplacer par un seul électrolytique.
Non.
Certains ont embrayé immédiatement et ont voulu voir dans cette étude une analyse de systèmes de découplage complets spécifiquement adaptés aux circuits logiques, mais ce sont leurs propres préoccupations. L'analyse est plus spécifique, elle se concentre sur les condensateurs même, pas leur environnement, et les buts sont plus généraux: collecter des informations qui dans un deuxième temps seront utilisables pour l'étude d'applications particulières: RF, logique, puissance, etc.
Ne mettons pas la charrue avant les boeufs.
La signification de cette bonne performance, c'est par exemple que le condensateur chimique précédent un régulateur de tension est largement suffisant, et ne doit pas être secondé par un autre. La composante dominante de l'impédance en HF est l'inductance, de l'ordre de 5nH, et cette valeur sera facilement atteinte par quelques mm de pistes menant à un condensateur céramique, SMD ou traditionnel.
Cela veut dire qu'un bon layout autour du chimique déjà présent sera bien plus efficace que toute adjonction.

Et nous y venons aux associations:

Car on présuppose que tout est pour le mieux dans le meilleur des mondes, et qu'une adjonction sera nécéssairement bénéfique.
Or, les choses sont plus compliquées: tout tient dans le schéma équivalent http://forums.futura-sciences.com/at...-concept2oejpg
Dès qu'on ajoute un élément, on crée des résonances supplémentaires. Certaines, les résonances série, sont théoriquement bénéfiques puisqu'elles provoquent un abaissement de l'impédance. Cependant, la valeur pratique de cette amélioration est nulle, car la bande de fréquence est très restreinte, et la valeur initiale était normalement déjà suffisamment bonne.
D'autres par contre sont franchement nuisibles: ce sont les résonances parallèle.
Deux effets néfastes sont à prendre en compte: la remontée d'impédance, même dans un domaine limité de fréquence, va fortement augmenter les couplages parasites, ce qui va contribuer à propager des perturbations et risque également de causer des oscillations parasites dans cette zone de fréquences.
L'autre effet est plus pernicieux: à la résonance, des courants de circulation très élevés vont s'établir dans la boucle, et celle-ci va rayonner magnétiquement et pouvoir perturber des circuits proches n'ayant en principe rien à voir.
La mise en parallèle de condensateurs de découplage est donc quelque chose qu'il faut manier avec beaucoup de prudence, car elle a le potentiel de créer beaucoup de problèmes. Il faut par conséquent établir quels sont les critères objectifs permettant d'apporter une amélioration quantifiable, sans risques d'effets collatéraux néfastes.
C'est ce que nous commencerons à évaluer au prochain numéro.

A suivre....

[Tropique]

Voici, pour répondre aux voeux de Louloute, des tests sur un échantillonnage de condensateurs tantale, Through-The-Hole et SMD.

Un condensateur OsCon a également été inclu dans la série.
Les tests ont été réalisés avec le même test set-up que précédemment, et dans des conditions rigoureusement identiques.

Avec les composants SMD, les condensateurs d'appoint sont également SMD: cela n'aurait aucun sens de mettre un condensateur d'appoint traversant de faible valeur en parallèle avec un SMD de forte valeur (sauf si on cherche vraiment les ennuis, ou que l'on est de la secte audiophile).

Cela pose un petit problème, puisque le set-up a été créé pour mettre un traversant principal côté composants, et un condensateur d'appoint (traversant également, mais monté façon SMD) côté cuivre, avec le plan de calibration passant par l'axe de symétrie des deux condensateurs.
Avec deux SMD sur la même face, seul le condensateur principal est encore dans le plan de calibration, l'autre étant décalé de la moyenne des largeurs des deux composants; cela représente 2 ou 3mm au max, mais est suffisant pour créer des artefacts trés visibles, vu la finesse des mesures.
Cela se remarque dans les hautes fréquences, où la courbe est assez tourmentée.
Cependant, il faut se dire que dans la réalité, le problème se poserait également: il est impossible aux deux condensateurs d'occuper le même volume, et cela ne doit donc pas nécéssairement être vu comme un pur artefact de mesure.

[BastienBastien]

Hey !

Vraiment étonnant, ce thread, car ça va totalement à l'encontre de ce que j'ai toujours lu : rajouter des condos "rapides" à côté des gros, lourd et lents condos chimiques.

Je crois me souvenir que tu avais, Tropique, écris dans un thread que rajouter n'importe comment des condos de découplage pouvait être mauvais. Ca me taraudait, parfois, car ça me semblait étrange. Maintenant je comprends !

Si l'envie te prends de faire une étude BF 0 Hz à, disons, 50 kHz (pour les idiophiles et autres), feel free !

+

[Tropique]

Si l'envie te prends de faire une étude BF 0 Hz à, disons, 50 kHz (pour les idiophiles et autres), feel free !

+

Cela n'a pas tellement d'intérêt: à ces fréquences, "il ne se passe plus rien", du moins en ce qui concerne l'association d'un petit condensateur avec un plus important: on est bien en dessous de toutes les résonances croisées possibles, et il reste juste l'effet du condensateur principal, dont la capacité se voit augmentée de quelques °%, càd négligeable considérant la technologie de ces composants.
Le comportement des électrolytiques dans cette gamme de fréquence est déjà très bien connu et documenté, et il n'est pas nécéssaire de recréer des données qui sont déjà abondamment disponibles chez tous les fabricants de condensateurs: voir exemple de chez Epcos.
En plus, ce sont des mesures faciles, à la portée de tout amateur, contrairement à celles que j'ai menées.
Le comportement est celui d'un circuit RLC série, mais très "mou": d'abord une zone capacitive dans laquelle l'impédance décroit avec la fréquence, puis un minimum très flou et très étalé dans lequel |Z| se confond avec l'esr, et enfin une zone inductive dans laquelle l'impédance remonte. Ces deux dernières zones apparaissent dans les tests que j'ai faits (et parfois un bout de la première, pour les plus petits).

Une chose vaut la peine d'être notée cependant: la forte dépendance de l'importance de la résonance vis-à-vis de la température: aux hautes T°, le "dip" est beaucoup plus marqué, parce que l'esr diminue fortement: dans un électrolytique bien conçu, l'essentiel de l'esr peut être attribué à l'électrolyte. Comme il s'agit par définition d'un conducteur ionique, sa conductivité est affectée d'un fort coéfficient de T° positif.
Cela apparait de manière parasite dans certains de mes graphiques: la valeur de l'esr, dans la zone non affectée par les résonances, varie parfois d'un dB ou deux d'un graphique à l'autre: c'est du au fait que tous les composants testés ont chaque fois été soudés, et n'étaient pas exactement à T° ambiante.
J'ai tenté d'égaliser au maximum les écarts avec un ventilateur (et aussi parce que les condos céramiques ont un fort coéfficient de T°), mais comme la sensibilité est élevée, il reste de faibles erreurs résiduelles (qui n'entâchent pas la qualité et la substance des résultats, je m'empresse de le préciser).
Pour revenir exactement à la T° ambiante à chaque mesure, il aurait fallu laisser le set-up se stabiliser 15 ou 30 minutes après chaque modification, mais la campagne de mesures aurait pris quelques semaines....

[Antoane]

Bonjour,

l faut tout de suite établir une distinction entre les modèles radiaux et les modèles axiaux. C'est quelque chose de connu, mais qui trouve ici une confirmation supplémentaire.
Si l'on examine le comparatif: http://forums.futura-sciences.com/el...-data6mixoejpg, on constate que la différence est perceptible même pour de faibles valeurs, 10µF. Aux basses fréquences, on est dans les deux cas à trente et quelques dB sous la référence, ce qui est logique pour deux calibres identiques, mais le radial ne prend un caractère inductif qu'à partir de ~36MHz, contre ~12MHz pour l'axial.
Pour de plus fortes valeurs, la différence est encore plus spectaculaire.
Il est donc clair que les types axiaux sont à éviter si un bon comportement HF est important.
Si on prend un cas extrême, le 10000µF/25V axial, http://forums.futura-sciences.com/el...cap-data5oejpg on constate que son inductance est tellement forte que les effets du second ordre deviennent significatifs: la caractéristique impédance/fréquence n'est plus une droite, mais une courbe, indiquant que le modèle simple ne serait plus applicable: on voit que l'inductance parasite elle-même est fortement amortie.

d'où est-ce que ça vient ?
Merci


PS : sans oser le demandeR

[Tropique]

Bonjour,

d'où est-ce que ça vient ?

Quoi, l'inductance ou l'amortissement?

Merci


PS : sans oser le demandeR

Oui, je sais, mais le champ du titre n'a que 100 caractères et il en manquait un.

[Antoane]

d'où ets-ce que ça vient ?

Quelle différence dans la composition du composant ? c'est donc pas seulement une histoire de fils sortant d'un côté ou de l'autre ?

[Tropique]

Quelle différence dans la composition du composant ? c'est donc pas seulement une histoire de fils sortant d'un côté ou de l'autre ?

Il y a d'une part la surface embrassée par le trajet du courant: la longueur du corps, les fils qui doivent remonter chacun d'un demi-diamètre avant d'entrer dans le condo, et d'autre part la construction interne: la cathode est raccordée au boitier par une bande d'aluminium faisant un petit peu plus que la longueur du boitier, et après avoir été soudée électriquement, elle est repliée en accordéon lors de l'assemblage et du scellement du condensateur.
Cela aussi ajoute un supplément non-négligeable d'inductance et de résistance série.


Pour montrer la puissance et la généralité de l'approche par analyse fréquentielle, voici un exemple de screenshot qui montre la réponse d'un des condensateurs (le 330µF SMD en l'occurence) à un échelon de courant.
Il a été réalisé directement sur le VNA, avec exactement les mêmes paramètres que précédemment: un sweep de fréquence de 0.3 à 100MHz.
La seule différence, c'est que les données, avant d'être affichées, passent par un algorithme de convolution qui reconstitue la réponse qu'aurait le condensateur sur un oscilloscope couplé à un générateur de créneau ayant des composantes dans la bande de réponse choisie; un TDR virtuel en fait.
Le gros avantage, par rapport à l'implémentation physique (outre la facilité d'extraction des paramètres), c'est la dynamique:
D'ailleurs ici, l'affichage choisi est logarithmique, contrairement à un oscilloscope: en linéaire, on ne voit pratiquement qu'une ligne, le 330µF étant très proche de la perfection.
Avec le VNA, on dispose d'une dynamique effective de 90dB, ce qui est tout à fait impensable même pour un très bon oscillo analogique.
Il n'est donc pas nécéssaire de faire des bidouilles spécifiques et laborieuses, dont la valeur des résultats se limite strictement au cas étudié, et ne permet pas de généralisation.
Dans ce cas ci, l'échelon de courant est équivalent à 26mA, et le 0dB en haut de l'écran correspond à 1V. L'overshoot maximal dans ces conditions, au marqueur à 11ns est un peu meilleur que -40dB, soit environ 10mV. Et on distingue non seulement l'overshoot, non déformé par une probe, mais aussi le palier, correspondant au courant permanent, plus de nombreux petits détails, undershoot, slope, etc.
Dans ce cas ci, les données sont traitées directement par l'appareil de mesure, mais elles peuvent également être exportées, traitées, et faire apparaitre d'autres choses, ou utilisées pour configurer un simulateur.
C'est ainsi que les modèles de simulation des passifs sont créés.

[Antoane]

Bien reçu, merci !

___________________
"Quantum objects are completly crazy, but at least, they're all crazy in the same way"
Richard Feynman

[invitea3c675f3]

Merci Tropique pour ton étude.

Malgré tout, si je fais la comparaison entre la réponse du 100μF chimique et du 100μF tantale sans capa en parallèle, la différence aux BF est d’à peine 10dB au profit du Ta.

Quand au comportement en HF, il semble être à l’avantage du chimique.

Pour ce qui est du comportement avec petite capa en parallèle, par exemple en comparant 100μF(chimique ou tantale) + 100ηF; les deux résonnances série et parallèle semblent être à des fréquences très proches.

À ce que je sais du tantale, il présente une inductance très faible, je me serais attendu à une pente plus ‘lente’ du tantale et à des résonnances à bien plus haute fréquence.

Pour tester le comportement de capa, comme Daudet l’a suggéré, le mieux ne serait-il pas de les mettre dans un cas ‘vraie vie’ comme ici :

[Tropique]

Merci Tropique pour ton étude.

Malgré tout, si je fais la comparaison entre la réponse du 100μF chimique et du 100μF tantale sans capa en parallèle, la différence aux BF est d’à peine 10dB au profit du Ta.

Quand au comportement en HF, il semble être à l’avantage du chimique.

A peine 10dB.... ce n'est pas si mal. J'aimerais que mon salaire gagne 10dB.
Quant au comportement HF, il est presque identique, je ne vois pas un avantage au chimique.
Mais cela rejoint ce que j'avais déjà dit plus: le comportement d'un chimique seul en HF est excellent.
En fait, si les deux technos ont un comportement très similaire en HF, c'est parce que les boitiers sont très similaires.
Note que par contre, le Ta version SMD se démarque largement.

À ce que je sais du tantale, il présente une inductance très faible, je me serais attendu à une pente plus ‘lente’ du tantale et à des résonnances à bien plus haute fréquence.

Le "noyau" de tantale en lui-même a une inductance nulle, mais pas les connections qui y mènent.
La pente est la même pour une inductance faible ou forte, mais la droite est plus ou moins haut en fonction de la valeur.

Pour tester le comportement de capa, comme Daudet l’a suggéré, le mieux ne serait-il pas de les mettre dans un cas ‘vraie vie’ comme ici

Comme je l'ai expliqué plus haut, c'est inutile: ce n'est que du bricolage couvrant un cas précis et limité, dont les résultats ne peuvent pas être extrapolés à des situations différentes.
C'est peut-être contre-intuitif, mais sur le plan mathématique, les domaines fréquentiels et temporels sous-tendent exactement la même information et sont interchangeables.
Les informations récoltées permettent de prévoir avec une précision extrême le comportement des condensateurs dans le domaine temporel à n'importe quelle forme d'onde, des plus simples comme le créneau que j'ai montré en exemple, aux plus compliqués, comme du bruit de n'importe quelle "nuance", ou de l'OFDM/nQAM.

Avec les données récoltées, je peux facilement te montrer le comportement de ton cas. En pratique cependant, tu verras de petites différences avec la simulation, parce que tu n'auras pas pu le réaliser physiquement de manière parfaite. Avec le VNA, l'étape de la calibration élimine toutes les petites imperfections résiduelles. Et en plus, comme c'est un Vector, pas un Scalar, on a les informations de phase également.

[inviteea84cbe0]

Bonjour !

Très beau post
Merci Tropique pour ce que tu fais. ça doit prendre un temps assez conséquent !

Mais qu'est ce que ça veut dire tous ces résultats pour quelqu'un qui veut concevoir une petite carte?

ça veut dire qu'il n'est plus utile de découpler les CI quand la vitesse de fonctionnement est raisonnable ?

Je ne comprends pas trop comment je dois interpréter tes résultats pour des applications concrètes !

Merci de m'éclairer

[Tropique]

Pour l'instant, ce n'en est qu' au stade des résultats bruts, avec un ou deux commentaires.
Je vais poursuivre et expliquer les implications, déduire des conseils de bonne pratique, etc. Il faudra un petit peu de temps.

ça veut dire qu'il n'est plus utile de découpler les CI quand la vitesse de fonctionnement est raisonnable ?

Pas du tout; ce que j'ai dit jusqu'à présent, c'est que si un chimique de découplage est présent quelque part, cela ne sert généralement à rien de mettre un condensateur additionnel directement en parallèle.
Je crois que je n'insisterai jamais assez là dessus, tu n'es pas le premier qui fait des généralisations dangereuses.

[Tropique]

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Commençons (enfin) à analyser sérieusement les résultats:

Si on se base sur la première figure, on constate que l'ajout de 100pF au 10µF/50V ne modifie pratiquement pas son comportement; tout au plus une remontée de l'ordre de 2 ~ 3dB vers 100Mhz, négligeable hors du labo, car en pratique, de petits décalages dans le montage sur une carte réelle créeront facilement des variations de cet ordre.

Avec 1nF par contre, la 1ère résonance à 70Mhz devient très visible; l'effet n'est cependant pas catastrophique: une légère dégradation à partir de 30MHz, et une petite amélioration vers 100MHz.

A partir de 10nF, il ne semble y avoir que du positif: on remarque un abaissement généralisé de l'impédance, surtout aux fréquences élevées. Tout au plus constate-t-on une très faible dégradation entre 20 et 30MHz, mais c'est réellement négligeable.

Avec 100nF, l'amélioration est vraiment considérable, à toutes les fréquences.


Pour le 100µF/25V, l'évolution suit le même schéma général, mais avec des défauts sensiblement plus marqués, et seul le 100nF parvient à apporter une amélioration indiscutable.

Idem avec le 100µF/35V où ces tendances s'affirment encore plus, et ici le 100nF n'arrive que de justesse à améliorer les choses.

Enfin, avec le 1000µF, l'évolution se poursuit, la résonance parallèle devient de plus en plus marquée, au point que le 100nF n'arrive plus à avoir un effet positif dans toute la gamme de fréquence: entre 2 et 6MHz, il cause une remontée par rapport au 100µF seul.
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• Faisons une pause, et essayons de donner un sens à ce que nous avons vu jusqu'à présent:

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Une tendance se dessine nettement: au plus forte est la valeur du chimique, au moins l'ajout d'un condensateur auxiliaire est bénéfique.

Les raisons de ce comportement sont faciles à comprendre: un petit condensateur électrolytique a une résistance série relativement élevée, et une inductance propre relativement faible.
Le coéfficient de surtension des circuits résonants parasites peut s'exprimer par le rapport de à Rs. C est le condensateur d'appoint et peut être considéré comme une constante. le Q est donc proportionnel à /Rs.
Le fait de mettre un chimique plus gros influe à la fois sur le numérateur et le dénominateur: de par ses dimensions (entraxe notamment) plus grandes, son inductance sera plus élevée, mais sa résistance série sera également plus faible. Ce qui cause un renforcement substantiel des résonances parasites.
Accessoirement, il y a également un léger abaissement des fréquences de résonances, mais il est très peu marqué, car il varie en raison de . Si on se base sur 10nF, on voit que la résonance passe de 25MHz pour le 10µF à 18MHz pour le 1000µF.
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• Conclusion intérimaire: un condensateur d'appoint est d'autant plus néfaste que sa valeur est faible, et que celle du condensateur principal est forte.

Cette conclusion est confirmée par les résultats suivants, (...) où la dégradation apportée par l'appoint peut aller jusqu'à 20dB.
Avec 100nF, il y a toujours une amélioration dans la partie haute du spectre, mais qui se paye entre 2 et 10MHz.

Passons aux modèles axiaux:
Les mêmes schémas se retrouvent, mais de manière presque caricaturale maintenant: déjà, le simple ajout du 100pF suffit parfois à causer une remontée de 10dB à 100MHz (10µF) et toutes les résonances sont amplifiées et décalées vers le bas. la comparaison montre tout cela de manière éloquente
Cela met en évidence le rôle majeur de l'inductance dans ces phénomènes.

A suivre.....

[Tropique]

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Les condensateurs tantale:

Pour les tantales traversants, on retrouve globalement le même comportement que pour les chimiques aluminium; simplement, à valeur égale la résistance série est plus faible: les courbes sont visiblement translatées vers le bas. Cela tend à renforcer quelque peu l'effet des résonances, mais à résistance série égale, le tantale est plus petit (puisque la valeur est plus petite, entre autres) et son inductance l'est aussi, ce qui mitige les effets néfastes.
Les résonances pour le 220µF sont néanmoins assez sévères.
C'est un paradoxe intéréssant: ce condensateur découple mal parce que ses performances sont excellentes..... Ou du moins c'est le cas si on l'associe à un autre condensateur dont la valeur est inadaptée.

Cette tendance trouve apogée avec le 220µF OsCon: à 300KHz, on frôle les -70dB, ce qui équivaut à une impédance à peine supérieure à 10 milliohms. Ce qui confirme que la réputation de la technologie OsCon n'est pas usurpée, mais rend également les "mariages" plus difficiles: le 100nF cause une dégradation dès 2MHz.

Avec les tantales SMD, on entre dans un autre monde: l'allure des courbes est totalement différente.
On mesure pleinement l'effet bénéfique de la réduction des inductances; le 10µF se paye même le luxe d'avoir une caractéristique uniformément descendante en fonction de la fréquence, à peine dégradée par l'ajout d'autres condensateurs en parallèle.
Pour les plus fortes valeurs, des résonances deviennent visibles, mais leur importance reste très limitée. Cela démontre la supériorité sur ce plan de la techno SMD, mais encore faut-il qu'elle soit exploitée correctement: il suffit d'un peu de négligence et de quelques mm de piste superflus pour en ruiner tous les bénéfices.

A ce stade, nous avons suffisamment d'informations pour faire un premier point.
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• La première évidence qui apparait, c'est que l'ennemi N° 1 est l'inductance: tous les maux en découlent, aussi bien le mauvais comportement d'un condensateur lorsqu'il est isolé, que les interactions indésirables quand il se trouve associé. Il faudra donc la combattre par tous les moyens, traquer chaque millimètre inutile.

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Il faut se rendre compte que la réalité sera toujours pire que ce que ces essais montrent: ici, on s'est placé dans des conditions absolument optimales, avec des longueurs de connection réduites au minimum physique possible.

Ces conditions ont été choisies, d'une part pour leur absence d'ambiguité et leur reproductibilité, et d'autre part pour exclure tout soupçon de caricature ou d'exagération, mais sur le terrain, on ne pourra au mieux que tendre vers cette perfection.

A suivre.....

[Tropique]

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Réfléchissons maintenant aux moyens de maîtriser la situation.

Une fois que l'inductance a été minimisée, que peut-on encore faire pour améliorer les choses?

Pour "tuer" une résonance, le meilleur moyen est de l'amortir, càd introduire un élément résistif. La voie parallèle est exclue d'emblée puisqu'il est impossible de shunter une alimentation par une résistance d'une fraction d'ohm. Il reste la voie série, mais là se pose un dilemme: faut-il l'insérer dans le condensateur principal, ou dans le condensateur d'appoint?
Dans un cas, on dégradera les basses fréquences, et dans l'autre les hautes. Le choix est douloureux: faut-il ruiner les 10 milliohms d'un excellent condensateur OsCon, ou risquer des accrochages en HF?

Lorsque les compromis sont impossibles, il reste heureusement des solutions.
L'une d'elles consiste à encore ajouter un condensateur supplémentaire, qui lui sera amorti par une résistance série. Cela revient en fait à créer un amortissement parallèle, mais avec blocage de la composante continue. De cette manière, on garde le bénéfice de chacun des condensateurs initiaux aux extrêmes de fréquence, mais en maîtrisant les problèmes de résonances dans la bande intermédiaire.
Mais comme en ce bas monde rien n'est gratuit, il y aura toujours un prix à payer: l'ajout de deux éléments réactifs supplémentaires (le condensateur et son inductance série), même amortis par une résistance, n'est pas anodin et va engendrer des possibilités de résonances supplémentaires.
A nouveau il y aura des compromis à accepter: si la résistance série est forte, les résonances secondaires ne causeront pas de soucis, mais l'effet du réseau d'amortissement sur les résonances initiales sera faible; et vice-versa. Si à ce stade, on ne trouve toujours pas de compromis acceptable, il faudra rajouter un réseau supplémentaire pour amortir d'autres bandes de fréquence.

"Damping" montre un exemple simple, adapté au cas qui avait servi de support à l'intro: la courbe rouge est la caractéristique initiale et la verte montre le comportement amorti.
On voit l'amélioration apportée par un réseau optimal basé sur un condensateur de même valeur que l'appoint; la résistance additionnelle vaut 0.82ohms, et l'inductance représente le supplément inhérent à la résistance et au câblage. On constate une amélioration de plus de 10dB au niveau de la résonance problématique.
10dB, c'est à la fois peu et beaucoup: peu dans un domaine où l'on essaye de penser en ordres de magnitude, et beaucoup dans la mesure où un rapport de 1 à 3 n'est quand même pas négligeable.
Pour obtenir mieux, il faut multiplier les réseaux.
Ce n'est qu'exceptionnellement, heureusement, que des solutions aussi extensives doivent être mises en oeuvre.
Quelques réflexions d'une experte, ici: http://www.diyaudio.com/forums/power...ml#post1566979

Ce sont les techniques traditionnelles, mais n'y aurait-il pas une alternative plus simple?
Les données récoltées pointent toutes dans la même direction: à partir du moment où l'on ajoute un condensateur, des résonances se produisent pour des valeurs faibles et moyennes, et elles sont d'autant plus marquées que l'écart de valeur entre l'appoint et le principal est élevé.
Nous avons vu que l'importance des résonances était déterminée par le rapport entre la pseudo-impédance caractéristique du condensateur et la résistance série. Jusqu'à présent nous avons supposé que la valeur C faisait partie des données du problème, et nous nous sommes intéréssés à l'effet de L et R.
Mais il est clair qu'en augmentant C, on diminuera également l'impédance, et donc le Q du circuit résonant parasite.

Nous explorerons cette voie prometteuse au prochain épisode.

[Tropique]

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Et maintenant, la force brute:

Nous allons mener notre raisonnement jusqu'à son terme: puisque l'augmentation de la capacité d'appoint devrait être bénéfique, vérifions-le, d'abord sur les données du test, et ensuite théoriquement.

Toujours dans le cas de notre exemple (100µF/35V Sprague), on constate que l'ajout du 100nF est effectivement bénéfique pour toute la gamme de fréquence. Il s'en faut de peu: la résonance à 5MHz, si elle était un peu plus marquée, dépasserait le niveau d'origine, du 100µF seul.
Essayons maintenant avec une valeur de 900nF: cette fois-ci, plus de trace de résonance parallèle, le Q trop faible du circuit résonant l'a fait disparaitre.

Jusqu'à 35MHz, la nouvelle courbe reste sous l'ancienne. Plus haut, la situation s'inverse: l'impédance du condensateur est purement inductive, et il n'y a plus de composante capacitive pour la compenser comme dans le cas du 10nF.
On pourrait dire que le découplage est moins bon à ces fréquences, mais dans la pratique, ce n'est pas à prendre en considération: on ne peut pas compter sur des résonances pour assurer l'efficacité d'un découplage, cela dépend de trop de variables: la valeur même des condensateurs qui ont une tolérance assez large, et l'implantation, donc l'inductance série.

Pour la simulation avec le 900nF, les mêmes paramètres parasites que pour le 10nF ont été utilisés: cela se justifie, car les condensateurs multicouche restent physiquement très semblables, même pour des valeurs élevées: on trouve des 10µF d'une taille comparable à celle de 100nF.

Cela permet de formuler une règle approximative:
Si un condensateur d'appoint est indispensable, sa valeur devrait être comprise entre 1/100ème et 1/1000ème de celle du principal.
Sous le 1/1000, on va commencer à avoir des problèmes de résonances, même si le layout est très soigné (n'oublions pas que les tests ont été effectués dans des conditions optimales). D'autre part, aller au-delà de 1/100ème n'apporte pas de bénéfices supplémentaires, et risque d'être contre-productif pour les très fortes valeurs, car la taille du condensateur devra être plus grande.

Que faire s'il n'est pas possible d'avoir principal et appoint physiquement proches (encombrement, etc)?

Dans ce cas, la règle ne pourra plus s'appliquer à cause de l'inductance parasite trop importante entre les condensateurs, et il faudra peut-être ajouter un amortissement "discret", sous forme d'une résistance de 200 ou 300 milliohms, ou mieux d'une perle ferrite dissipative dont la résistance DC sera pratiquement nulle. Cependant, avec un appoint proche du 1/100ème, on restera hors des résonances même si l'inductance est élevée: 20nH_900nF montre le cas où toutes les inductances sont fortement augmentées.
Sans surprise, la résonance du 10nF est épouvantable, mais le 900nF se comporte remarquablement bien, malgré l'absence d'amortissement supplémentaire.

Cela démontre la résilience de la méthode.

En résumé:

• Souvent, un condensateur chimique seul découple suffisamment bien par lui-même, et ne nécéssite pas d'appoint.
• L'ajout d'un condensateur d'appoint de faible valeur est toujours néfaste, et dégrade la situation par rapport à un condensateur isolé.
• Si un condensateur d'appoint est indispensable, il doit avoir une valeur aussi élevée que praticable.

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Cette étude est loin d'être complète: on n'a par exemple pas envisagé les cas où de multiples appoints de valeurs graduées étaient cumulés, pratique recommandée par certains, audiophiles entre autres. Avec les informations dont on dispose, le résultat est facile à prévoir: les résonances multiples vont transformer la courbe en un parcours de montagnes russes.

Le cas des grands systèmes, avec des découplages multiples distribués n'a pas non plus été étudié, mais d'une part, cela sort du cadre de cette étude, et ce sont des cas qui ont déjà fait l'objet de thèses et études approfondies.
Les enseignement récoltés ici, relatifs à une cellule élémentaire de découplage sont d'ailleurs utilisables dans le cas d'études plus larges.

Fin.