[Tuto-Projet] Amplificateurs N-VDMOS: de l'efficace, du rationnel et du sérieux

[Tropique]

Hello,

Je vais lancer une série de discussions décrivant l'évolution d'amplificateurs d'un type assez particulier, vers des circuits avantageux pratiquement, et débarassés des difficultés habituellement associées à ce type de topologie.

Le but est d'arriver à créer de bons amplis d'usage général, efficaces aussi bien d'un point de vue technique qu'économique, en n'utilisant que des composants (en particulier de puissance) courants, robustes et bon marché.

Quels sont ces composants?
Il s'agit de transistors MOS canal N, comme indiqué dans le titre, du type de ceux utilisés de façon quasi-universelle dans les convertisseurs, alims à découpage, etc, bref, toutes les applications "digitales".

Pourquoi ce choix?
Ces transistors ont trois avantages principaux:
-Le prix, pour un calibre de courant/puissance donné
-La disponibilité: tous les grands fabricants proposent chacun des centaines de références différentes
-La robustesse: ce sont des MOS, donc beaucoup moins sujets au second claquage, qui est un problème récurrent dans les amplis basés sur des bipolaires
A part cela, le choix est plutot discutable: les MOS, contrairement à une idée répandue, sont peu adaptés à des applications linéaires.
Cela est déjà valable pour les MOS latéraux, en principe dédiés à l'amplification, mais encore bien plus pour les MOS verticaux qui seront utilisés ici.

Pourquoi se punir à employer des composants à priori inadaptés?
C'est une question de compromis: si les défauts, difficultés et problèmes peuvent être surmontés par des techniques simples et efficaces, on pourra bénéficier à bon compte des avantages cités plus haut, et qui ne sont vraiment pas négligeables. Cela vaut donc la peine d'approfondir la question.
En général, je tente d'utiliser du matériel adapté à la fonction; certains s'ingénient à employer des circuits digitaux en linéaire, des AOPs en comparateurs, ou vice-versa. Ce n'est pas mon cas. Mais je n'en fais pas une religion, et s'il peut y avoir un avantage, je n'ai pas de scrupule à le faire. Il faut une bonne raison, et ici elle est présente.

Cette introduction est terminée, dans l'épisode suivant nous commencerons à examiner les principes de la topologie "Circlomos", puisque c'est ainsi que je l'ai (logiquement) baptisée.

A suivre......
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[Tropique]

Les topologies traditionnelles:

Actuellement, la majorité des étages de sortie est basée sur une structure complémentaire; cela est valable aussi bien pour les BJT que pour les MOS.
Il est vrai que cela constitue une facilité indéniable au niveau de la conception.
Cette complémentarité permet à son tour de travailler facilement en collecteur (ou en drain) commun, configuration qui permet l'attaque de charges à basse impédance sans complications...
En un mot, à partir du moment où l'on prend cette option, tout le reste s'enchaîne naturellement:
-Il faut des drivers pour attaquer l'étage de sortie
-Il faut introduire du gain en tension via un VAS
-Il faut translater le signal et lui appliquer la contre-réaction grâce à l'étage d'entrée, généralement différentiel.

C'est une musique bien connue, sur laquelle on peut faire des variations (mineures) à l'infini, mais dont l'air de base reste le même.
"Complementary" illustre ce concept de manière simplifiée.

Ici, nous allons sortir des sentiers battus.
Il y a deux raisons à cela:
1./Nous n'allons utiliser que des transistors de polarité N.
2./Cette topologie a un inconvénient important: la tension de sortie n'arrive au mieux qu'à 5 ou 10V des rails d'alimentation.

Voyons le point 1:
Les MOS existent dans les deux "sexes", dans ces conditions, pourquoi se priver d'une facilité évidente?
Le problème, c'est que l'égalité des sexes n'existe pas (pas pour les MOS en tous cas!): le sexe faible est ici le P. Pour de sombres raisons de mobilité de porteurs majoritaires, les P-channel sont bien moins efficaces que leurs alter-ego en N. Cela signifie que pour atteindre une transconductance et une Rdson identiques, il faut environ 2.5X plus de silicium, ce qui n'est pas sans conséquence, sur le prix, bien sûr, mais aussi sur le niveau de complémentarité qui sera atteint pratiquement. Faire un transistor P complémentaire n'est pas aussi simple que de multiplier sa surface par 2.5X: certains paramètres doivent idéalement être mis à une échelle différente, et il en résulte des conflits.
En fait, dans les "paires" complémentaires proposées par les fabricants, il y aura des compromis: les P auront une capacité plus élevée, une transconductance plus faible, un Vt plus bas, une Rdson plus forte. On sera donc loin de la complémentarité idéale.
Si, grâce à une astuce bien pensée, on arrive à n'utiliser que des N, on peut théoriquement obtenir une symétrie parfaite: la limite, lorsqu'on cherche des transistors identiques (et non plus complémentaires), est l'effort que l'on est décidé à mettre dans le processus d'appariement.

Dans la foulée, ce serait bien de résoudre également le point 2: lorsqu'on travaille avec des amplis de forte puissance, avec des rails d'alim à 80V ou plus, ce ne sont pas quelques volts qui vont faire une grande différence. Par contre, pour un ampli alimenté en + et -20V, cela signifie une puissance maximale divisée par deux ou trois..... Ce qui n'est vraiment plus négligeable.
Des solutions ont été trouvées: par exemple, l'adjonction de tensions d'alim auxiliaires pour les drivers, ou une configuration de sortie en source commune.
En pratique cependant, ces remèdes ne sont pas simples à mettre en oeuvre, et apportent leurs propres inconvénients.


La topologie "circlo":

Du temps des tubes, rien ne ressemblant à un canal P n'existait; pour faire un push-pull sans tranformateur, il fallait donc faire preuve de créativité.
C'est ce qu'ont fait les inventeurs du "Circlotron". L'idée est de ne plus essayer de référencer les divers éléments de l'étage à une masse commune, mais de les arranger de façon libre et flottante, dans l'ordre qui convient le mieux au but recherché.
Chaque demi-étage est constitué d'un élément actif (tube), d'une alimentation, et d'une charge. Pour le courant dans cette maille, l'ordre des élements importe peu. De même, les éléments étant flottants, on peut connecter une autre maille similaire, en des points arbitraires, pour créer l'autre moitié du push-pull.
Pour ceux qui sont intéréssés par ce montage, voici un lien permettant d'en faire plus ample connaissance:
http://circlotron.tripod.com/


La topologie CircloMOS:

Les concepts de base du circlotron sont intéréssants, mais ne peuvent pas être modernisés tels quels sans inconvénients majeurs: à l'époque, tout était basé sur des transformateurs, pour l'entrée, la sortie, les alimentations. Ce qui permettait du même coup de résoudre les problèmes de "flottabilité" mutuelle.
Pas question pour nous de verser dans ce genre de folklore: il va falloir créer d'autres concepts.
Cela a d'ailleurs déjà été fait, dans une certaine mesure: dans les années 60, seuls les PNP germanium étaient abordables, et des étages mixtes ont vu le jour: un transfo d'attaque, mais une sortie HP directe.
Pour se débarasser de ce dernier transfo, il va falloir aller encore un peu plus loin. C'est là qu'un concept intéréssant intervient: celui des "compléments virtuels", introduit dans les années '80 '90 par Bengt Olsson, qui a rationnalisé les structures et formalisé la topologie, en démontrant que sous des conditions bien définies, un transistor N peut se comporter comme son propre complément, virtuel et idéal.

Tout est en place, la représentation peut commencer!

Nous allons examiner un premier circuit d'étude: Circlodidac.
On voit clairement les deux mailles, comportant chacune une alim de 10V, un MOS, et une charge, partagée par les deux.
Le simulateur permet de se jouer facilement de la difficulté de l'attaque flottante:
Deux sources, V3 et V4, attaquent l'espace G-S en opposition. En plus du signal, ces sources comportent une polarisation, de 4.2V dans ce cas, positive pour les deux, permettant de dépasser la tension de seuil des transistors, pour les polariser en classe AB:
Sur l'oscillogramme, on voit que le croisement des courants de drain se produit vers 114mA, ce qui est un courant de repos normal.
Comme prévu, les résultats ne sont pas transcendants: la distorsion de la sinusoide est visible à l'oeil, ce qui est mauvais signe, et confirmé par les chiffres: elle est ici de plus de 2%....
Il y a encore du boulot avant d'arriver à quelque chose de potable!!

Suite au prochain épisode.....

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Nous allons un peu approfondir un aspect crucial pour tous les amplis en classe B: le croisement, ou raccordement des deux moitiés de push-pull.

Nos amplis ne vont pas échapper à cette contrainte, puisqu'ils seront réalisés de manière traditionnelle, sans astuce du type "Tropicalisation".

Pour bien comprendre ce qui se passe, voici le circuit précédent, mais redessiné de manière à montrer de façon explicite tous les éléments entrant en jeu: Circlodidac Bis.
Les deux sources de polarisation sont montrées, ainsi que les signaux, en opposition de phase. Le fonctionnement est inchangé, seule la représentation est modifiée.
Voyons ce qui se passe lorsqu'on associe les deux moitiés du push-pull: crossover.
Celle-ci montre les caractéristiques Id/Vgs des deux transistors, dessinées de façon à tenir compte des polarités respectives des signaux. Ces caractéristiques sont simplifiées, avec une zone de non-conduction jusqu'à la tension de seuil Vt, et une droite dont la pente est égale à la transconductance ensuite. Ces simplifications seront examinées par la suite.
A droite de la figure, ces caractéristiques sont superposées, d'abord de façon correcte, avec la tension Vt bien réglée (4.2V dans l'exemple), et puis de façon incorrecte, avec Vt trop élevée, puis trop faible.
Quand le réglage est correct, le raccord se fait bien, il n'y a pas "d'accident" aux alentours du passage à 0.
Par contre, si Vt est trop élevée, les deux transistors sont actifs dans la zone du 0, et contribuent chacun avec leur transconductance. La pente de la caractéristique résultante est donc doublée dans cette petite zone.
Quand Vt est trop faible, plus aucun transistor n'est actif dans la zone de croisement, et la caractéristique reste plate.
Inutile de dire que ces deux situations sont aussi néfastes l'une que l'autre, et doivent impérativement être évitées si l'on souhaite une amplification linéaire.
En pratique, cela signifie qu'il faudra bien controler la tension Vt, pour être toujours dans la zone optimale.
Une difficulté supplémentaire avec les transistors VDMOS, est que cette tension Vt optimale est affectée d'un coéfficient de température, comparable à celui des transistors bipolaires.

Dans cette analyse, nous avons supposé que la transconductance était constante dès que la conduction est atteinte. Ce n'est évidemment pas le cas dans la réalité, et la fonction réelle est beaucoup plus complexe: exponentielle pour les faibles courants, plus ou moins linéaire ensuite, et enfin grossièrement quadratique.
Dans l'épisode suivant, nous verrons les implications de cette caractéristique non-idéale et complexe pour notre étage de sortie.

A suivre....

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Nous avons abordé de façon simplifiée ce qui se produisait lors de la transition d'un transistor vers l'autre.
Malgré la simplification, les conclusions générales sont globalement correctes: si le niveau de polarisation est trop élevé, le gain dans la région du passage à 0 sera trop important, alors que si cette polarisation est insuffisante, le gain le sera également.

Voyons cela dans la réalité (simulée, pour des raisons de commodité):
Vt exc 1 montre l'effet d'une surpolarisation: la trace verte est la tension de sortie, la trace magenta est la tension idéale, ajustée pour la même amplitude, pour faire la comparaison. On ne voit pas grand chose, Vt exc 2 zoome sur la zone intéréssante: la trace verte dépasse visiblement la magenta. C'est le phénomène est connu sous le nom de "gm doubling".
Quand la polarisation est insuffisante, c'est le contraire, et c'est visible directement sans artifices: Vt ins. C'est la classique "crossover distorsion".

Idéalement, il faut donc se trouver entre ces deux extrêmes, et on peut remarquer que l'insuffisance de polarisation est beaucoup plus dommageable qu'un excès. On serait donc tenté de faire pencher la balance dans cette direction, mais il y a un inconvénient sérieux: le courant de repos atteint alors plusieurs centaines de mA.
Si on veut éviter de dissiper des puissances excessives au repos, il vaut mieux essayer de viser la valeur idéale (environ 160mA dans ce cas), puisqu'en plus, la linéarité sera meilleure. Meilleure, mais pas parfaite.
Pourquoi n'est-il pas possible d'atteindre la perfection?

Pour atteindre la perfection, il faut que la fonction de transfert remplisse certaines conditions mathématiques: c'est la fameuse "square law".
C'est un aspect que je vais expliciter, car beaucoup de gens parlent de cette loi, mais ont apparemment des idées assez confuses et erronées à ce propos.

Square law
Le courant de sortie est la différence entre le courant délivré par le transistor positif, et celui du transistor négatif. Ce qui peut se traduire par:
Iout = Idp - Idn
Pour que l'étage de sortie soit linéaire, il faudrait que cette différence soit en tous points proportionnelle au signal d'entrée.
Il existe une fonction remplissant cette condition: c'est le carré. Vérifions:
On exprime Id en fonction du carré de la tension d'entrée:
Id = G Vg²
G est une constante, et Vg est la somme de la tension de polarisation et du signal, soit:
Idp = G (Vt + Vin)²
et
Idn = G (Vt - Vin)²
(la polarisation a le même signe pour les deux, alors que le signal est en opposition).
Si on développe:
Iout = G [Vt² + 2VtVin + Vin² - Vt² + 2VtVin - Vin²]
On constate que les termes en couleurs se simplifient, et seuls restent les termes du premier ordre:
Iout = 4G VtVin
Ce résultat est intéréssant, car il montre qu'il est possible d'obtenir une réponse linéaire à partir d'éléments ayant une caractéristique non-linéaire (quadratique). D'autre part, la tension Vt influe sur le gain, mais pas sur le fait que la fonction de transfert soit linéaire ou pas. On peut donc en principe choisir le point de fonctionnement, et donc le courant de repos librement.
Ces caractéristiques expliquent que la "square law" soit un peu le Graal des concepteurs d'ampli.
Malheureusement, aucun élément actif ne possède vraiment cette propriété: certains l'approximent dans certaines régions de leur caractéristique, mais aucun n'est intégralement parabolique (à part peut-être les jFETs de puissance, qui n'ont fait qu'une brève apparition sur le marché).
Pour les MOS, cette propriété est atteinte à des courants élevés, au-dessus de plusieurs centaines de mA: voir IRF530.
Ce qui explique que la linéarité ait tendance à être meilleure à fort courant, mais ce n'est pas suffisant: pour arriver à la perfection, il faut que l'entièreté de la caractéristique suive cette loi du carré.

Dans le prochain épisode, nous verrons comment créer des composants P virtuels en n'utilisant que des N.

A suivre...

[A voir en vidéo sur Futura]

[Tropique]

Nous voici arrivé à un point déterminant de nos causeries:

Jusqu'à présent, les circuits donnés en exemples utilisaient bien des canal N, mais avec des artifices, permis par le simulateur:
Des tensions d'attaque de polarité arbitraire, indépendantes et flottantes.
Ce n'est pas impossible à réaliser dans un circuit si on en a réellement besoin, mais c'est une sérieuse contrainte. Dans un circuit pratique et efficace, c'est typiquement le genre de choses à éviter.
Il faut donc trouver une méthode simple et efficace, reproduisant ces conditions:

A savoir, la possibilité d'appliquer des signaux complémentaires, superposés à une tension de polarisation réglable indépendamment.


Examinons VirtuComp1:

Par rapport au circuit précédent, les deux sources Vt de 4.2V sont regroupées au niveau du MOS positif, et deux résistances et un transistor sont ajoutés.
Il n'y a plus qu'une seule source de signal, V5, qui incorpore également une polarisation de 4.95V. Cette tension est en fait la somme des 4.2V initiaux avec les 0.75V de Vbe du bipolaire.
Celui-ci est donc polarisé, et applique une tension de 4.2V au gate du MOS négatif, aux bornes de R3. Le courant dans R3 se retrouve à peu de choses près au collecteur de Q1, et cause donc une chute de tension équivalente aux bornes de R2.
Cette tension est soustraite des deux sources V3 et V6, qui valent également 4.2V. On se retrouve donc aussi avec un Vgs = à 4.2V sur M1.

Les conditions statiques sont donc les mêmes que dans le cas précédent.
Si en plus une tension module la base de Q1, le courant dans R2 et R3 va suivre la variation, de même que les tensions qu'elles développent.
Du point de vue des espaces G-S des MOS, ces tensions varient en sens inverse, et sont donc en opposition de phase.

Pour résumer, on a un moyen d'appliquer une polarisation statique: la tension de V3 et V6 qui va se répartir entre R2 et R3, et un moyen de moduler cette polarisation de façon complémentaire entre M1 et M2 grâce à la tension d'entrée.
On voit le résultat sur la simu: ça ressemble assez au cas précédent, à un détail près: les courants dans les MOS diffèrent.
Il ne faut pas chercher très loin pour trouver la cause de cette disymétrie: Q1 "vole" au noeud de sortie une portion du courant, via R2 et V3, V6.
M1 doit donc compenser ce manque pour retrouver le courant de sortie initial.
A cette différence près, le fonctionnement est identique à celui du circuit précédent, et on a commencé à résoudre un certain nombre de problèmes.

Il reste encore une ou deux "bricoles" gênantes: la plus évidente est la présence d'une source de polarisation flottante de 8.4V.
Heureusement, les Jacob et Delafon de l'analyse de circuits vont venir à notre secours: il s'agit des duettistes Norton et Thévenin.
Nous avons parfaitement le droit de remplacer l'ensemble R2/V3/V6 par R2 et une source de courant égale à 8.4/100=84mA.
Ce que: VirtuComp2
On voit que la théorie est bien rodée, et qu'il n'y a pas de changement par rapport au cas précédent; du moins pour les résultats.
Au niveau de l'implémentation, nous avons maintenant une source de courant référencée au positif, ce qui est beaucoup moins tiré par les cheveux qu'une tension arbitraire et flottante.
Nous avons bien progressé.

A suivre....

[Tropique]

Au fait, où est le transistor canal P que nous étions censés créer?

Il est bien là.
Pour s'en convaincre, examinons un circuit réellement complémentaire, basé sur un canal P physique: RealComp.
Il s'agit d'un étage de sortie classique, sortie en drain commun, attaque par un VAS. On retrouve à nouveau à peu près les mêmes éléments qu'avant, réarrangés de manière différente. A part les modifications de structure, la différence esssentielle est la présence d'un transistor canal P: c'est un IRF530 qui a subi une "sex change operation" dans le simulateur, de façon à être le reflet miroir parfait de l'IRF530, chose qui n'existe pas dans la réalité pour les raisons technologiques évoquées plus haut.
On constate sur les oscillogrammes que le comportement est très similaires aux circuits précédents.
Il y a quelques différences, au niveau des valeurs de résistance notamment, mais elles sont mineures, et s'expliquent par le fait que Q1 est un bipolaire: dans virtuComp2, l'association particulière de Q1 et M1 crée un canal P virtuel. Pour que le changement soit vraiment transparent, il faudrait en fait que Q1 aie les mêmes caractéristiques que M1 et M2, en d'autres termes que ce soit un MOS.
Ici, avec un bipolaire dont la transconductance est plus élevée et la tension de seuil plus faible, le changement de sexe entraîne également une modification des caractéristiques, mais le principe lui-même est valable.

Nous avons maintenant pu créer un étage de sortie intégralement N, il reste à "l'habiller" pour en faire un ampli complet.
Voici un premier exemple, très basique: CircloMos.
L'adjonction principale est celle d'un étage différentiel, Q2/Q4, qui effectue la translation de tension vers le rail négatif, et permet la comparaison entre le signal d'entrée et un échantillon de la sortie, prélevé par R5/R6.

Quelques remarques:
On voit que les niveaux d'impédances sont faibles, et les courants élevés: que ce soient R1, R2, le réseau de CR, ou le courant de la source Q3, de 125mA.

Il y a deux raisons à cela:
Il s'agit d'un ampli d'usage général, un ampli de labo, qui n'est pas particulièrement destiné à l'audio (mais qui fonctionne également pour des applications audio).
Il devra servir à toutes sortes de tâches, depuis le DC en alim quatre quadrants p.ex., jusqu'à plusieurs centaines de KHz, pour attaquer des transducteurs, exciter des circuits résonants, simuler des convertisseurs, etc.
Il a donc une bande de puissance de l'ordre du MHz, ce qui exige des courants substantiels pour charger et décharger les diverses capacités parasites.
D'autre part, les MOS ont des capacités internes qui sont non seulement élevées, de l'ordre du nF, mais aussi fortement non-linéaires. Pour que ça ne se répercute pas en non-linéarité dans la fonction de transfert, il faut que R1 et R2 aient des valeurs très faibles.

Autre remarque, concernant le gain: il est fixé à 20dB exactement, et le sera également dans toutes les versions suivantes. C'est à nouveau du à la vocation de cet ampli: avoir un bloc de gain égal à 10X est facile et commode, et permet des comparaisons directes.
Il va de soi que cette valeur peut-être modifiée si on le souhaite.

Dans le prochain épisode, nous verrons les faiblesses de ce design simple, et nous commencerons à y remédier.

A suivre......

[Tropique]

Examinons les aspects les moins satisfaisants de "circloMOS".

Pour le moment, on ne va pas trop se focaliser sur les performances. On voit à ce stade qu'elles sont acceptables sans être transcendantes.
Il y a d'autres choses plus urgentes à considérer: circloclipp1 montre ce qui se passe si l'on tente de pousser la tension de sortie à 15V crête:
dans la direction positive, un écrêtage se produit à 14V.
Pour arriver au même résultat en négatif, il faut pousser la tension jusqu'à pratiquement 18V: circloclipp2.

La raison de cette différence est facile à comprendre: l'étage positif fonctionne de façon classique, en drain commun, et est donc soumis aux limitations de cette configuration.
En plus de la chute de tension dans R3, de la marge de fonctionnement de la source de courant Q3, il y a la tension Vgs de M1 qui se taille la part du lion.
M2 pour sa part, fonctionne en source commune, et les déchets proviennent de sa Rdson et la résistance R4.
On pourrait porter un regard optimiste sur la situation: après tout, par rapport à la configuration classique, on a gagné 4V d'excursion dans la direction négative.... ce qui pour un ampli, est quasiment sans valeur.

Il va donc falloir réfléchir à des moyens d'éliminer ce défaut.
Il n'est pas envisageable d'ajouter une alimentation auxiliaire pour le driver: le cahier des charges excluait justement ce genre d'éxpédient.
Recourir à un canal P, en source commune, n'est pas possible non plus, pour les mêmes raisons, et parce que, paradoxalement, ça mettrait par terre l'édifice de complémentarité virtuelle idéale que nous avons patiemment construit.
Imaginons que nous puissions, comme dans une simulation, avoir accès à des sources de tension arbitraires et flottantes. Cela résoudrait-il le problème?
Ce qui nous dérange principalement, est la tension Vgs de M1.
On pourrait tenter de "l'effacer" en mettant une source adéquate en série dans le gate: circlotest1. Simultanément, la source de courant est adaptée pour conserver le même courant de repos en sortie, puisque la source V4 vient s'ajouter à la polarisation normale développée par R1 et R2.
Le résultat est décevant: cette fois, c'est du côté négatif qu'il y a des problèmes.
La raison, c'est qu'au repos, Q1 prenait déjà presque tout le courant de Q3; pour faire monter encore plus le gate de M2, il doit emprunter du courant à R1, mais celle-ci est référencée à la sortie... qui doit donc rester au-dessus de Vg pour assurer la conduction de M2... On n'en sort pas: tout ce qu'on a fait est de boucher un trou en en creusant un autre.
On pourrait imaginer contourner le problème avec des artifices genre sources de courant auxiliaires, mais le problème est plus fondamental que celà: il faut que l'excursion totale sur le gate de M1 soit au moins égale à la tension totale d'alimentation, condition que Q1 est incapable de remplir, embarassé qu'il est par R1 et R2.
Alors, problème sans solution?

Vous le saurez en lisant le prochain épisode de circloMOS!

A suivre.....

[Tropique]

Les réponses à des problèmes apparemment insolubles sont parfois d'une simplicité confondante: voir circloMOScasc.

En fait, il suffit de retourner le collecteur de Q1 vers l'émetteur de Q3. Cela peut paraitre surprenant, mais, point de vue du fonctionnement, c'est équivalent au circuit précédent: Q1 dérive une certaine fraction du courant de collecteur de Q3. Si au lieu de soustraire ce courant directement du collecteur, on le fait passer dans la résistance R9 qui échantillonne le courant passant dans la source de courant qu'est Q3, on arrive exactement au même résultat.
Au premier ordre du moins: si l'on fait une analyse plus fine en tenant compte des paramètres non-simplifiés des transistors, ce n'est pas tout à fait le cas. Mais ce n'est pas grave: ce qui nous intéresse est de résoudre un problème structurel et s'il y a des ajustements à faire, on les fera. Pour ce qui est de résoudre le problème, c'est bien le cas: l'oscillogramme montre que l'écrêtage en positif est à 17.5V, et en négatif à 18.1V, ce qui n'est pas tout à fait symétrique, mais est largement acceptable, et rivalise sans problème avec des amplis basés sur des bipolaires.

Comment ce montage résout-il le problème?
C'est très simple: la tension sur le collecteur de Q1 est maintenant toujours suffisamment positive, et son émetteur peut sans difficulté amener le gate de M2 à la tension nécéssaire pour le saturer correctement.
Ce montage s'appelle une cascode repliée: cascode, parce que Q1 transmet ses variations de courant à Q3 sans que sa tension de collecteur ne varie de façon significative, et repliée, parce que dans le montage classique, les transistors sont de même sexe, et sont donc superposés.

Les plus attentifs auront remarqué de petites variations dans le circuit, essentiellement des valeurs asymétriques pour les résistances de source de M1 et M2: c'est une conséquence des effets de second ordre qui ont été mentionnés plus haut: le fonctionnement de la cascode n'est pas absolument idéal, à cause de la résistance équivalente d'émetteur de Q3. Les variations de courant y provoquent des variations équivalentes de tension, qui se retrouvent aux bornes de R9 qui absorbe donc une fraction du courant.
Il s'agit en fait d'un diviseur de courant, et comme R9 est relativement faible, son influence n'est pas négligeable. Le résultat, c'est que le signal disponible pour M1 aux bornes de R1 est légèrement plus faible que celui de M2. L'équilibre est rétabli en rendant R3 plus petite que R4, ce qui augmente la transconductance apparente de M1, et permet de retrouver la complémentarité virtuelle idéale.

La compensation effective tient également compte d'autres phénomènes plus subtils, qui causent également une disymétrie:
Q3 est soumis à une modulation importante, et son courant tombe même à zéro pendant les alternances négatives; cela induit des variations de sa résistance équivalente d'émetteur, et donc de son efficacité dans la cascode.
L'excursion de tension importante sur son collecteur provoque aussi une modulation par effet Early.
Le courant dans R1 se retrouve dans la sortie, et s'ajoute à celui de M1, ce qui le disymétrise par rapport à M2.
Le fonctionnement de Q2 et Q4 n'est pas non plus parfaitement symétrique, à nouveau à cause de l'effet Early.
Ces effets jouent dans un sens ou dans l'autre, et le rapport R3/R4 tient compte de l'effet global, de façon à minimiser les harmoniques paires.

Quelques mots à propos d'autres éléments, dont le rôle n'a pas encore été détaillé: C1 est le condensateur de compensation dominant, et C2 permet de controler l'overshoot en introduisant une petite avance de phase dans la boucle, rien d'inhabituel.
Les diodes D5 et D6 servent à la compensation en T°: l'une compense le Vbe de Q3, et doit donc être en contact thermique avec lui, et l'autre compense les transistors de sortie: ce sont des V-DMOS, qui ont donc un coéfficient de température négatif. Le courant dans R1 et R2 va dépendre de la température de cette diode, et va donc polariser les MOS en conséquence. Il faudra qu'elle soit en contact avec leur radiateur.

Le schéma prend forme tout doucement, mais ce n'est pas encore tout à fait un circuit réellement fonctionnel: la source I2 est toujours sous sa forme "Spice" idéalisée, et surtout, V4 également est une tension arbitraire et flottante...
Le passage à la réalité ne posera guère de problème pour I2, mais sera autrement épineux pour V4. Heureusement, j'ai encore un certain nombre de lapins à sortir de mon chapeau, et je vous laisse réfléchir à cette nouvelle énigme jusqu'au prochain épisode.

A suivre.....

[Tropique]

Si on réfléchit un peu au problème posé par cette tension V4, on en conclut qu'elle n'a au fond qu'un rôle très limité: on lui demande juste d'exister, même pas de débiter du courant, ou d'être contrôlée.

Pourquoi ne pas mettre une pile?
Certains ont expérimenté cette solution: une pile au lithium en série dans le gate, pour "effacer" la tension de seuil.
Cela serait envisageable, mais ce n'est pas la solution adoptée ici, pour diverses raisons, dont les principales sont l'impossibilité du choix de la tension, et une certaine incertitude quant à l'évolution à long terme de la tension:
Il n'est pas possible de mettre un diviseur de tension sous peine de consommer du courant et d'user la pile, et même à vide, il est possible qu'un certain vieillissement modifie quelque peu la tension au cours du temps.

La solution est retenue est autre: voir circloMOScascR.
Ici, la tension est mémorisée par le condensateur C3, qui l'acquiert de la zener D2 par l'intermédiaire de R13.
Le processus est le suivant:
Dans les périodes où la tension sur le collecteur de Q3 est inférieure à environ +15V, la source de courant Q6 peut être active, et polarise D2.
Quand cette source devient inactive, lors des excursions plus positives, D1 se bloque, de même que D2: il n'y a pas de chemin de décharge de C3, à l'exception des courants de fuite, et il conserve donc à peu de choses près la tension maximale acquise précédemment: il s'agit donc d'un processus quasi-statique qui n'influe en aucune manière sur le signal. Cela est garanti par la constante de temps élevée de R13/C3, qui s'oppose à tout changement rapide.
Ce montage n'est donc pas à confondre avec un bootstrap, avec lequel il présente certaines ressemblances: mais un bootstrap agit de façon dynamique.

Ce montage n'est pas d'une staticité totale: si on garde la sortie à un niveau supérieur à 15V pour de longues périodes, une certaine décharge va se produire, mais pour un ampli, même de labo, la probabilité que cela se produise est relativement faible.
En résumé, on peut dire que la réponse s'étend au DC entre -18V et +15V, et au quasi-DC entre +15v et +18V.
C'est un petit inconvénient, mais qui passera pratiquement toujours inaperçu, et est acceptable compte tenu des avantages que cette solution apporte.

La valeur de la tension de polarisation est fixée avant tout par la zener D2: c'est assez évident. Cela donne une granularité de réglage égale à celle de la série E24. La valeur exacte va aussi dépendre du courant de polarisation, fixé par R12.
Quelques remarques à ce propos:
Les zeners basse tension n'ont pas un coude très franc, ce qui permet justement une certaine latitude de réglage. D'autre part, au courant auquel elle travaille ici, elle aura une tension nettement inférieure à la tension nominale, généralement spécifiée à plusieurs mA: par exemple, la tension avec la zener de 4.7V utilisée ici est de 3.8V. Il se pourrait qu'avec un autre type de zener de 4.7V, cette tension soit différente: les caractéristiques sont plus ou moins abruptes. Il se pourrait donc qu'en mettant un équivalent, on aie une polarisation incorrecte. Mais par contre si une zener d'un type donné a été sélectionnée comme 4.7V par le fabricant, toutes les diodes de ce type présenteront des caractéristiques très comparables à courant plus faible. Il y aura donc un certain travail à effectuer lors de la construction du premier exemplaire, mais il ne sera pas nécéssaire d'y revenir par la suite.

Ce circuit est le premier jalon "pratique" de cette série: il est réalisable, et a été effectivement réalisé: voir circlo proto.
Nous nous attarderons donc un peu plus sur ses particularités, ses performances, etc.
Ce n'est pas encore du haut de gamme, mais c'est décent sans faire appel à de gros moyens, et comme on peut le voir sur les photos, c'est simple et compact.

A suivre.....

[Tropique]

Analysons d'un peu plus près les caractéristiques.

Non-linéarités:
La distorsion est de 140ppm (voir circlo Dist). Ce n'est ni bon ni mauvais, c'est passable. Il faut dire qu'à ce stade, relativement peu d'efforts ont été mis dans l'optimisation. Cela se voit au niveau des harmoniques paires, qui dominent, alors que la structure devrait permettre de pratiquement les éliminer sans beaucoup de difficultés.
Le proto physique est d'ailleurs légèrement meilleur, plus proche de 100ppm, ce qui est un peu inhabituel dans cette direction. Mais, ça reste dans la gamme des variations normales, d'autant plus que simu et proto ont de légères différences: en réalité, des BUK453 ont été monté plutot que les IRF530 de la simu.
Ce n'est de toutes manières pas fondamental, on ne cherche pas ici à faire de l'instrumentation fine, ni à contenter des audiophiles.
Il y a des méthodes éprouvées pour améliorer la linéarité.
La réponse transitoire a plus d'intérêt: alors que la linéarité peut être améliorée par l'augmentation brute du gain de boucle, les caractéristiques dynamiques sont plus révélatrices des qualités intrinséques d'un circuit, et ne peuvent pas facilement être "embellies" sans faire du boulot sérieux.
La réponse en carré
Elle n'a rien de phénoménal: voir circloSqr, qui montre un carré à 100KHz, mais elle est correcte, et surtout propre, sans suroscillations ou artefacts gênants.
Si on zoome sur la transition positive, on voit que la vitesse de transition moyenne entre -10 et +10V est d'environ 65V/µs (circloSR+). Pour le négatif, on est à 55V/µs (circloSR-).
La réponse phase/fréquence de la boucle est intéréssante:
Voir circloLoop.
A 0dB, la marge de phase est de 76°, ce qui est adéquat, mais surtout, on constate qu'entre 1 et 25MHz, la caractéristique de phase est quasiment plate, proche de 90°, ce qui laisse augurer d'une bonne stabilité.

A suivre....

[Tropique]

Quelques précisions, notamment à propos du diagramme de Bode vu ci-dessus:

On voit qu'après 30MHz, il y a une remontée d'amplitude, ce qui n'est normalement pas un très bon signe. L'analyse transitoire ne montre cependant pas de signe d'instabilité, parce qu'aux fréquences où l'amplitude revient près de 0dB, la phase est déjà très loin des 0° fatidiques.
Vers 0°, le gain passe justement par un minimum.
Ce serait malgré tout une "verrue" à éliminer, mais dans la réalité, ce n'est pas nécéssaire: bien que ce ne soit pas véritablement un artefact de simulation, les quelques nH du cablage réel suffisent à le gommer.
Ce n'est que si on faisait un montage maniaquement HF, avec des plans de masse et d'alimentations, etc, que ça poserait un problème: pour arriver à plusieurs dizaines de MHz avec un ampli de puissance apériodique, il faut se lever tôt....
Il sera de toutes manières prudent et utile d'insérer des perles ferrite sur les gates des MOS, même si ça n'a pas été fait sur ce proto.

En parlant de réponse en fréquence, voici, pour mémoire, celle en petits signaux (circloFreq). Elle a un intérêt limité pour un ampli de puissance, le slew-rate étant le paramètre important.
On voit cependant qu'elle a une allure correcte, avec une caractéristique de phase bien régulière. Les 20MHz sont atteints à -1dB. En pratique, on pourra la limiter plus, puisqu'au delà de quelques MHz, la puissance se réduit de toutes façons fortement.
Si elle est limitée, il faut éviter de le faire par C1, qui influe également sur le slew-rate. Dans le proto, C2 a été passé à 15pF.

Beaucoup plus intéréssante est la réponse sur des charges difficiles: voir circlo 47n.
Un condensateur de 47n (idéal, puisque c'est une simu) est branché directement sur la sortie.
On peut voir qu'à part une légère diminution du SR, et quelques infimes suroscillations après les transitions, la sortie est solide comme un roc.
Même chose avec 100n; juste le SR qui diminue. La charge résistive a en plus été neutralisée.
Idem avec 220n.
Et on peut continuer ainsi.... dans la simu du moins, car dans la réalité, si on fait le test plus d'une fraction de seconde avec 470n ou plus, sans autre précaution, le résultat est l'explosion des transistors de sortie ('ve been there, got the Tshirt). N'oublions que c'est du 100KHz, 30Vpp.
Ce qui est assez remarquable, c'est que ces résultats sont atteints sans aucun réseau de Zobel pour isoler la sortie.

Voyons dans l'autre direction, les charges inductives: circlo 10µ.
Ici, une résistance de 50milliohms a été mise en série avec l'inductance, mais ce n'est que pour éviter des conditions initiales impossibles à la simu. Même ainsi, le premier demi-cycle est raboté, il ne faut pas en tenir compte.
Là aussi, l'ampli résiste vaillamment, et arrive à reproduire le carré de façon très convaincante, malgré un courant de 10A pp.
Comme on peut le voir, cette topologie a des propriétés tout à fait inhabituelles, et pour s'en convaincre, nous allons la maltraiter encore plus.
Quelles tortures supplémentaires pourrait-on encore lui infliger?
Vous le saurez dans le prochain épisode de CircloMOS!

A suivre....

[Tropique]

Nous allons continuer nos entreprises sadiques sur ce malheureux ampli...

En bon tortionnaires, nous allons donner de faux espoirs en faisant mine de relacher la pression: circlo open.

C'est un test qui doit être fait également, même s'il est plus léger que les autres. D'ailleurs, certains amplis, audio notamment, se mettent à osciller s'ils sont "nus", sans leur réseau RC de Zobel. Ici, sans grande surprise, le fonctionnement à vide ne pose pas de problème.
C'est un des tests qui a été réalisé physiquement. Ceux qui causent une dissipation excessive des transistors ont été omis dans la réalité (sauf une fois!). Lorsqu'on compare les tests simulés et réels, il y a des différences (à l'occasion, je mettrai des oscillogrammes). Ces différences sont presque exclusivement causées par les inductances parasites, dans la charge, mais surtout dans les sources des transistors: il suffit d'une dizaine de nH pour altérer de façon visible les formes d'onde, et avec des composants réels, il est difficile de rendre ces inductances négligeables dans le câblage.
A ce détail près, simu et réalité coincident bien.

Comment faire monter un peu plus les enchères dans la méchanceté?
Nous allons combiner les éléments réactifs, d'abord en série, ensuite en parallèle: circlo série est un circuit résonant pur, sans aucun élément d'amortissement. Le signal de sortie montre que l'ampli souffre, mais il reste aimable et bien élevé malgré les énormes contraintes, et ne montre pas de signes d'instabilité.

Circlo parallèle est le même, en //. Une résistance doit être mise en série pour rendre la simu possible, mais elle est minimale; à nouveau, l'ampli tient bon, malgré les 12App de sortie.

Circlo low Z montre le comportement sur une charge très basse: 1ohm. La tension a été diminuée, pour ne pas arriver à des courants déraisonnables. On voit qu'à part une baisse de niveau due aux 100milliohms de sortie, il n'y a rien à signaler.

Dernier test: le dumping, la sortie est reliée à un générateur externe, et doit tenir bon.
Ici, la source fait deux fois la tension d'alimentation de l'ampli, 80Vpp, et est un carré à 100KHz: circlo dump.
A nouveau, le comportement est exemplaire: on voit un peu du carré qui repasse dans la sortie, de nouveau à cause des 100milliohms de sortie, et en dynamique, on voit qu'à chaque transition, la boucle de contre-réaction a besoin d'un peu de temps pour récupérer le controle de la sortie. Mais rien d'anormal pour des conditions aussi extrêmes.

Conclusion?
Cet ampli est une vraie bête; peut-être pas une bête de course, mais une bête de somme, capable d'affronter sans broncher les tâches les plus lourdes et les plus ingrates.
Donc, le candidat idéal pour un ampli d'éxpérimentation.

A suivre.....

[Tropique]

Pour illustrer un peu mieux les sévices détaillés dans le message précédent, voici quelques photos "réelles", et quelques détails pratiques additionnels.
Sur le proto, le condensateur C2 a été mis à 39pF; cela limite la bande en petits signaux à des valeurs plus raisonnables, et n'affecte pas la bande de puissance.
Dans le collecteur de Q1, il y a une zener de 24V de 1,5W, qui n'a aucun rôle actif, mais qui réduit le Vce de Q1, et dissipe une partie de sa puissance; cela permet un radiateur plus raisonnable, et une température plus confortable, sans changer quoique ce soit aux caractéristiques.
Cette valeur de 24V est adéquate pour une alim de +/-20V; elle devrait être adaptée pour d'autres tensions d'alimentation.

A ce propos, il faut préciser que la tension de 20V a été choisie arbitrairement pour l'étude, mais il est évident que ce circuit peut s'adapter à n'importe quelle tension.

Les oscillogrammes:
Voyons d'abord le résultat sur une charge résistive de 7.5 ohms: Res 7.5.
C'est un carré de 100KHz, comme dans les simu, l'amplitude est de 5V/carreau.
Ensuite, même signal sur un condensateur de 100nF: Reac 100n.
C'est un condensateur polypropylène, à faible esr.
Ensuite, attaque d'un circuit résonant série un peu particulier: il est non-amorti, avec un condensateur polypropylène de 7.2nF 1600V, et la self est directement bobinée sur un tube fluo défectueux.
La fréquence de résonance de l'ensemble est de 120KHz: Resonance fluo 11 et 12.
On voit que que le champ EM généré par la résonance est suffisamment intense pour provoquer l'ignition d'un plasma dans le tube....
Inutile de dire que si l'on tente ce genre de manip, à savoir charger un ampli par un circuit à Q élevé et l'alimenter à fond avec un signal de même fréquence, est normalement un raccourci rapide vers la destruction.
Ici, ça résiste bravement.
Un petit néon vert simplement accroché à un des fils de la self témoigne de l'intensité du champ électrique à cet endroit.
La puissance absorbée est d'environ 50W, et la manip ne peut pas durer trop longtemps, ampli, self et tube chauffent férocement....

A suivre.....

[Tropique]

Nous avons posé un premier jalon: le résultat est un circuit simple, mais parfaitement utilisable, comme le démontre (parfois de façon spectaculaire) ce qui précède.

Il est cependant possible de progresser. Nous allons capitaliser sur les acquis, tout en essayant de mettre à profit l'architecture particulière de ce circuit pour introduire des améliorations.

Le circuit générant la polarisation de gate de M1 a été créé pour résoudre un problème particulier: augmenter l'excursion positive de la sortie. Mais il se fait que cette tension controle la tension de gate totale des MOS, et donc le courant de repos. Le courant de repos du driver a été adapté pour tenir compte de cette tension supplémentaire, et c'est toujours via ce courant que la compensation en température des MOS est effectuée. Mais il serait également possible de controler la polarisation par la tension de gate, en rendant le courant dans Q6 variable: ce serait suffisant pour moduler la tension de la zener dans une certaine mesure, et donc faire un "réglage fin" de la polarisation.

Et c'est là que les choses deviennent intéréssantes: on peut se servir de ce réglage fin pour faire un asservissement du courant de repos de l'étage de sortie: voir circloMOS casc AB1.
Ici, la tension de base de Q6 n'est plus fixée, mais a une composante variable grâce à R15, dont la tension va venir s'ajouter à celle des diodes. Cette tension va dépendre du courant dans Q7, dont la base est polarisée par Q8: si l'émetteur de Q7 était au négatif, il serait un simple miroir du courant passant par Q8, et fixé par R16. Si une tension apparait aux bornes de R4, son courant va être diminué, avec une dépendance exponentielle par rapport à cette tension: pour chaque tranche de 26mV, son courant de collecteur sera divisé par 2.718.

Comment tout cela va-t-il fonctionner?
Lorsque l'étage de sortie est au repos, ou que seul M1 est actif (alternances positives), Q7 va conduire suffisamment pour que C3 atteigne un niveau de polarisation tel que M2 conduise, fasse passer du courant dans R4, ce qui limitera la conduction de Q7: un équilibre finira par s'établir, qui asservira le courant dans R4, et donc dans l'étage de sortie.
C'est un asservissement à minimum, qui évite que ce courant tombe sous la consigne, mais qui n'a aucun controle sur le maximum: quand M2 est actif, pendant les alternances négatives, le courant peut monter aussi haut qu'il veut, il n'a plus d'effet: à partir d'un certain point, Q7 est bloqué, et rien de plus ne peut se passer. C3 conserve en mémoire la tension de polarisation le temps qu'il faut.
Le gros avantage de cet arrangement, c'est précisément qu'il travaille en temps différé: quand ce genre de controle automatique de polarisation est utilisé directement, en temps réel, il influe sur la fonction de transfert de l'ampli dans la zone du passage 0: le circuit de polar tente d'imposer un courant constant dans sa zone d'activité, avec un résultat désastreux sur la linéarité. En général, cela va à l'encontre du but recherché, qui est de controler la zone de crossover, afin d'éviter les distortions causées par une polarisation inadéquate.
Mais, ici, grâce au fonctionnement particulier du controleur de tension de gate, cette méthode d'asservisement est possible.

Cette polarisation automatique permet de s'affranchir de tout réglage du courant de repos, et permet même de se passer du feedback thermique de la diode D6. Il est cependant de bonne pratique de garder un contact thermique si c'est possible, pour éviter que le circuit automatique ne travaille dans une dynamique importante, mais ce n'est pas indispensable.
A part le courant de repos, les caractéristiques générales ne sont pas modifiées, et sont comparables à celles du circuit précédent.
Le meilleur controle permet l'emploi de résistances de source de plus faible valeur, ce qui est favorable à l'excursion de sortie.
L'asymétrie de ces résistances demeure, pour les mêmes raisons que précédemment.

A suivre....

[Tropique]

Je réalise que, malgré mes efforts, mes explications ne sont pas toujours un modèle de clarté et de compréhensibilité.
C'est particulièrement vrai pour le message précédent.

C'est en partie du au fait que je tente de reproduire le cheminement intellectuel d'une étape à la suivante, pour montrer comment on peut progressivement se rapprocher du but que l'on souhaite atteindre.

En général, les schémas sont décrits après coup, en les voyant dans leur ensemble, et en donnant l'impression qu'ils constituent la solution unique, précise et immédiatement évidente aux problèmes de départ; ce qui a l'avantage de permettre une description claire et linéaire, mais ne rend pas compte de la manière réelle d'arriver à ce résultat: seul un génie pourrait travailler ainsi.

J'ai tenté de coller un peu plus à la réalité, bien que de façon encore très idéalisée: pour ce projet par exemple, il y a des idées qui me trottent dans la tête depuis des années, et j'ai exploré millimètre par millimètre des culs-de-sac innombrables. Il n'est pas question de rapporter toutes les erreurs, hésitations et autres fausses pistes, ce serait fastidieux et sans intérêt.
Mais je souhaite montrer que les idées et les solutions ne tombent pas du ciel, qu'il faut les chercher activement.
En ce faisant, j'ai quelque peu compromis l'intelligibilité du discours.

Je vais donc essayer de résumer l'épisode d'hier de manière un peu plus claire.

Dans la version de schéma précédente, le générateur de tension de gate flottante était autonome et fixe.
Il a été "récupéré", pour être incorporé dans une boucle d'asservissement qui échantillonne le courant de repos représenté par la tension aux bornes de R4, et corrige la polarisation pour conserver ce courant dans certaines limites.
L'élément "médiateur" de cette régulation est Q7, dont la différence de densité de courant avec Q8 constitue la référence virtuelle, qu'il compare à la tension sur R4. Le résultat de cette comparaison est transmis par son courant de collecteur, translaté vers le rail positif, où la tension sur R15 controle une source de courant, qui par son action sur la zener modifie la tension apparaissant finalement aux bornes de C3.... La boucle est bouclée.

Encore quelques éclaircissements, pratiques cette fois:

Il y a parmi les transistors un "2P3019". Inutile de fouiller les bouquins d'équivalence, cette référence restera introuvable, c'est juste un éxpédient que j'emploie quand j'ai envie de créer rapidement un transistor PNP à partir d'un NPN. Le P est là pour rappeler que c'est d'un changement de sexe qu'il s'agit, ici la source était un 2N3019.
Il se justifiait dans les versions primitives du circuit, mais pour la réalisation pratique, un PNP moyenne puissance convient parfaitement: dans mes protos j'ai employé des 2N2905.
En pratique, même avec la polarisation automatique, il sera normalement nécéssaire de faire un réglage initial du courant de repos. C'est du aux dispersions sur les tensions Vt des MOS principalement, et aussi un peu aux tolérances de la zener.
C'est pour cette raison que R9 a une valeur peu courante: en pratique, c'est destiné à être une 10 ou 12ohms en parallèle avec une résistance d'appoint ou un ajustable de 100ohms avec un talon de 47ohms.
Enfin, pour des résultats optimaux il est souhaitable que Q2/Q4 et Q7/Q8 soient appariés, et en contact thermique.

A suivre....

[Tropique]

....continue:

La version suivante répond au doux nom de circlo MOS casc(ode) A(uto) B(ias) 2.

A part des améliorations "cosmétiques" comme l'incorporation de zener déjà mentionnée dans le collecteur de Q1, elle présente quelques nouveautés plus substantielles:

• Le transistor Q8 n'est plus utilisé en simple diode comme précédemment. Le but des résistances supplémentaires est de rendre le courant de repos indépendant de la tension d'alimentation. Avec Q8 connecté en diode, l'asservissement du courant de repos prenait sa référence primaire du courant passant dans R16, et était donc proportionnel à la tension d'alimentation.
  Ce n'est pas dramatique, mais il est préférable de rendre le fonctionnement totalement indépendant de l'alimentation.
  L'insertion de R20 permet de compenser la résistance dynamique équivalente de Q8; la tension sur son collecteur est donc devenue pratiquement constante. Mais, en même temps, cette tension est aussi plus basse. Pour retrouver la même tension, il faut également le faire travailler un petit peu en multiplicateur de Vbe: c'est le rôle du diviseur R18/R19.

• La résistance de source de M1 a été supprimée (R3 est un vestige servant à des tests).
  Grâce au circuit d'auto-bias, elle n'est en effet plus nécéssaire à la stabilité thermique du circuit. Mais on ne peut pas se contenter de la supprimer froidement sans affecter la sacro-sainte symétrie du circuit, que nous avons pris tant de soin à établir en nous basant sur les compléments virtuels.
  Pour obtenir un effet équivalent, une fraction de la tension sur R4 est prélevée par R7, et injectée sur le driver.
  L'effet est d'augmenter légèrement la résistance vue par le collecteur de Q4 lorsque M2 est actif, et donc finalement de remonter très légèrement le gain dans ces conditions: diminuer le gain de M1 ou augmenter le gain de M2 ont en définitive le même résultat: une restauration de la symétrie.
  L'élimination de R3 n'est pas seulement avantageuse sur le plan matériel: elle permet également de grignoter encore un peu d'excursion: elle est maintenant de plus de 18V crête, avec une distortion diminuée à 70ppm.
  Avoir une schottky en D1 participe aussi de ce résultat.

Les autres caractéristiques sont pratiquement inchangées.

A suivre....

[Tropique]

A ce stade, on peut considérer que les objectifs initiaux sont globalement atteints:

Nous sommes arrivés à un ampli n'utilisant que des NMOS, courants et bon marché, capable de "swinguer" à moins de deux volts des rails d'alimentation, avec une structure simple et de bonnes performances générales.

En chemin, on a récolté deux caractéristiques supplémentaires en bonus:

-Une stabilité exceptionnelle, même en présence d'une combinaison de charges et de signaux difficiles. Cette stabilité est de surcroît atteinte sans recourir à des réseaux de Zobel. Ce dernier point est important, vu la destination de cet ampli.
Pour de l'audio, avoir une self de 2 ~ 3µH en série avec la charge n'est pas gênant: une chute de 0.5 ou 1dB à 20KHz est sans aucune importance.
Pour un ampli servant à des test de labo, c'est catastrophique: celui-ci est parfaitement capable d'attaquer une self de 3µH directement, à son amplitude maximale, à 500KHz. Si on insère une valeur équivalente en série, on va perdre la moitié du signal.... inacceptable.
En plus, la contre-réaction se fait à partir du point de sortie, et non en amont d'une self, qui en plus de sa réactance présente certainement quelques milliohms de résistance ohmique. La précision et la fidélité du signal sont donc garantis sur toute la gamme de fréquence.

-Autre caractéristique inhabituelle, l'asservissement en boucle fermée du courant de repos. C'est quelque chose de très rare sur les amplis, à cause de la difficulté de l'implémenter correctement et sans causer de problèmes collatéraux.
Cette caractéristique est utile à deux points de vue: elle évite toute possibilité d'emballement themique, mais permet aussi de garder le courant à sa valeur optimale pour minimiser les distortions de croisement. Ce n'est pas le cas lorsque la stabilisation est basée uniquement sur du feedback thermique.


Que peut-on désirer de plus?
Dans certains cas, il pourrait être désirable d'avoir une linéarité quasiment parfaite; ici elle de 70ppm, ce qui est bon sans être exceptionnel. Pour faire mieux, il existe une recette simple et éprouvée: ajouter du gain de boucle. Dans la version actuelle, ce gain n'est pas très élevé: environ 38dB en basses fréquences (voir #10).
C'est dû au fait que la structure est simple, pour ne pas dire minmale.
Une méthode pour insérer du gain sans bouleverser la structure est de remplacer la charge passive de Q2/Q4 par une charge active, Q9/Q10: voir circloMOS casc AB5.
Cette configuration a en plus l'avantage de forcer l'équilibre des courants dans Q2/Q4.
Il reste nécéssaire de compenser l'absence de résistance de source de M1, d'où la raison de R17.
L'augmentation de gain procurée par cette modification est d'environ 20dB, ce qui, sans surprise, se traduit par une amélioration équivalente de la linéarité: on est maintenant à 7ppm.
Qu'en est-il des autres caractéristiques suite à cette augmentation de gain?
C'est ce que nous verrons dans le prochain épisode.

A suivre....

[Tropique]

Nous allons voir l'impact des 20dB supplémentaires sur le comportement de l'ampli, mais auparavant voyons le dans une application un peu plus ludique: cela détendra l'atmosphère dans cette suite d'exposés arides.

Nous avons vu dans le #13 que l'ampli était parfaitement d'attaquer frontalement un circuit résonant série, et d'allumer un tube fluo dans la foulée.

Mais il n'est pas limité aux circuits série....

Voyons ce qui se passe lorsqu'il est confronté à un circuit parallèle.
Ici, il s'agit d'une self à air de 2.5µH, mise en parallèle avec deux condensateurs de 2.2µF; cet ensemble résonne à environ 45KHz.
L'ampli applique cette fréquence au circuit, à son amplitude maximale.
On voit le résultat sur Circlo Par Res1: un clou est posé au milieu de la self, et en quelques secondes il est chauffé au rouge par le champ HF produit.
C'est la seule photo valable que j'aie eu le temps de prendre, la self a grillé presqu'immédiatement.
Lors d'une tentative précédente, avec une autre self, le clou avait à peine eu le temps de commencer à rougeoyer que la self claquait:
Circlo Par Res2.

Cela montre la santé exceptionnelle du circuit: n'essayez pas ce genre de manip avec un ampli beta, le résultat sera sa destruction instantanée...

Revenons à des choses plus sérieuses:
AB5 freq montre la réponse en fréquence du circuit amélioré: il y a clairement une "bosse" dans le gain aux fréquences élevées. C'est assez logique: on ne peut pas impunément balancer 20dB de plus dans la boucle, et espérer que ça va être absorbé de façon transparente.
Il existe un remède classique et éprouvé pour revenir à la stabilité initiale: augmenter la compensation.
Mais ici, cela voudrait dire augmenter la capacité du condensateur de compensation dominante, C1.
Ce n'est pas souhaitable, car ce condensateur impacte le slew-rate, et donc la bande en puissance. Pour cet ampli, il est essentiel de conserver de bonnes performances à ce point de vue (sinon, nous ne pourrons plus nous livrer aux distractions évoquées plus haut).
Quelles solutions pourraient être appliquées, de manière à avoir le beurre et l'argent du beurre?
Je vous laisse réfléchir à ce problème jusqu'au prochain épisode.

A suivre.....

[Tropique]

La technique qui va permettre à la boucle de contre-réaction de retrouver un comportement civilisé s'appelle le nesting.

Je ne me hasarderais pas trop à essayer de traduire ça en français, et surtout pas littéralement, on pourrait proposer hiérachisation, imbrication, concentricité.
Cela consiste à scinder la compensation sur des parties très locales et très courtes de la chaine d'amplification d'abord, et puis progressivement englober des sections de plus en plus grandes, jusqu'à ce que la boucle soit bouclée. Cela permet de modeler la réponse en fréquence de façon optimale, ce que ne permet pas une compensation unique à 6dB/octave sur toute la plage. Voir Freq Rep AB5.
Ici, C1 a été réduit, pour n'être actif qu'aux fréquences les plus hautes, et C6 a été rajouté: il englobe l'étage de sortie, et comporte une résistance série pour ne pas interférer avec l'action de C1 en HF.
Dans la foulée, C2 a pu être réduit puisque C6 reprend en partie son rôle. C'est assez académique: la valeur est optimale pour une réponse HF plate jusqu'à 28MHz, mais vers ces fréquences, l'amplitude maximale ne dépassera pas quelques volts.
En plus un réseau R24 C7 controle le gain aux fréquences élevées, et permet de garantir une bonne stabilité.

Les performances sont à peu près conservées, la linéarité s'est un peu dégradée au cours des manoeuvres, mais rien d'inquiétant, et ce n'est de toutes manières pas une des priorités fondamentales de ce projet.
Il est d'ailleurs possible d'optimiser ces performances sans grandes difficultés, au cas où ce serait nécéssaire: voir à titre d'exemple la version AB6, dans laquelle le remplacement du driver par un MOS moyenne puissance permet de descendre à 4.6ppm. Ce n'est qu'un exemple, qui n'a pas été réalisé pratiquement et qui sert à illustrer ce point; en pratique, il n'est pas certain que l'amélioration soit vraiment ce que prévoit la simu, mais ça montre la direction à prendre.

Entretemps, j'ai restauré ma self, et je lui ai donné une vis en guise d'offrande sacrificielle. Ca n'a pas tenu longtemps, mais j'ai su prendre un cliché (bougé).
"Setup" montre l'instrument de torture et "Screw" la vis en train de bronzer...

Bon, c'est pas très sérieux tout ça, mais c'est le weekend.

Asuivre....

[Tropique]

Il manque encore un accessoire important à notre ampli pour qu'il puisse tenir la route:

Nécéssité d'une protection:
Comme il s'agit d'un appareil destiné à l'expérimentation, il est à la merci des erreurs de branchement, des sondes qui rippent ou des charges qui se court-circuitent. Il est donc plus que souhaitable qu'il puisse survivre sans dommage à ce genre d'aléas.
Pour cela, il va falloir le munir de circuits de protection.
J'ai parlé précédemment de la robustesse de cette architecture, et c'est vrai que les tests qui ont été menés sur les protos auraient signé l'arrêt de mort de la plupart des amplis conçus de manière plus classique.
Ce qui n'est pas synonyme d'indestructibilité, loin de là: un court-circuit de sortie en présence de signal, et boum! Plus de transistors de sortie. Le fait qu'il ait un comportement sain n'implique pas qu'il résiste à tout. Quand on dépasse la dissipation maximale des transistors, ils claquent, c'est aussi simple que ça, et dans les versions présentées jusqu'ici, aucun mécanisme n'est prévu pour limiter cette dissipation, et conserver les transistors dans les limites de leur aire de sécurité. Il va donc falloir implémenter ce mécanisme de façon explicite.

Les particularités de la topologie:
En réalité, lorsque je dis qu'aucun mécanisme de limitation n'existe, c'est une affirmation qui doit être qualifiée ou tempérée: il y a dans tout ampli, quel qu'il soit, toujours quelque chose qui va finir par limiter le courant, , mais en général, cette limite est beaucoup trop élevée pour la sécurité des transistors. Ce qui est compréhensible: pour être sûr d'avoir assez de courant pour piloter la charge prévue en toutes circonstances, il faut un bon surdimensionnement, pour être à l'abri des dispersions notamment.
Or, cette structure, sans faire exception à la règle, a malgré tout une spécifité: le courant maximal sera intrisèquement limité à un plafond relativement précis.
Pour comprendre l'origine de cette limite intrinsèque, il faut revenir au début, dans le message #5, où le mécanisme de la complémentarité virtuelle était exposé:
http://forums.futura-sciences.com/at...virtucomp1.jpg
On voit, dans le schéma équivalent, que les sources de polarisation peuvent être fusionnées en une seule, dans le gate de M1.
Cette polarisation globale représente la totalité du "drive" disponible pour les deux transistors: Q1 peut répartir cette polarisation entre les transistors, mais ne peut en aucun cas en ajouter.
Quand Q1 est bloqué, M1 reçoit la totalité de la tension, alors que lorsqu'il est saturé, tout est dirigé vers M2.
Cette particularité structurelle permet de conjecturer sur le niveau maximal de conduction qui sera atteint par M1 et M2: comme la polarisation totale disponible est égale à deux fois ce qui est nécéssaire les faire atteindre leur courant de repos, on peut, connaissant la technologie des transistors, avoir une certaine idée du courant maximal possible.
On pourrait même, dans certains cas, craindre que ce courant ne soit pas suffisant pour attaquer la charge à pleine puissance. Cela pourrait être vrai pour des MOS latéraux par exemple, mais ici, avec des MOS verticaux dont la caractéristique Id/Vgs est assez abrupte, ce n'est pas un souci: il y a plus que le nécéssaire pour arriver au courant maximal, mais aussi pour faire griller les transistors en cas d'incident.
Cependant, ce courant, bien qu'élevé, n'est pas vraiment incontrôlé, et le problème sera surtout d'éviter que la condition de surcharge ne se prolonge un temps tel que l'impédance thermique ne devienne trop élevée.

Les besoins spécifiques:
Il ne faudra donc pas une protection qui réagise à la microseconde; et c'est bien ainsi: en raison de la fonction de cet ampli, il est préférable de ne pas perturber la fidélité du signal, tant que la sécurité n'est pas mise en cause. Il pourra donc laisser passer des transitoires relativement sévères, à condition qu'ils soient brefs.
Toujours dans cette optique de fidélité au signal, la protection ne sera pas implémentée de façon "normale", comparable à ce qui se fait pour les amplis audio.
Dans ceux-ci, la protection travaille en limitant dynamiquement l'aire de sécurité. Ce qui impacte naturellement sur la reproduction du signal.
Mais dans un ampli audio, un écrêtage s'entend, alors que pour un ampli de labo, cet écrêtage risque de passer inaperçu, surtout près de la limite.
Pour cette raison, le choix a été fait ici de rendre la protection complètement non-intrusive tant qu'on reste dans les limites de sécurité, et de disjoncter totalement au-delà. Le procédé est brutal, mais il permet de n'avoir pas à se soucier de l'impact de la protection sur la qualité du signal, tout en évitant le risque de dégâts en cas de problème.

A suivre...

[Tropique]

Après cette petite respiration, reprenons le cours du projet:

CircloMOSprot est la version protégée de l'ampli, réalisée en se basant sur les principes édictés précédemment. Le circuit commence à avoir l'air un peu touffu, mais la complexité n'est qu'apparente, et la plus grande partie est constituée par le noyau de base, qui est resté pratiquement inchangé.

Le schéma comporte aussi des éléments parasites, qui permettent à la simu de mieux coller à la réalité: ce sont principalement les inductances de sources, qui sont les plus gênantes et les plus significatives.

Le "coeur" de la protection est constitué par Q11 et Q12, qui sont reliés en thyristor explicite.
Le pseudo-gate reçoit deux signaux: une tension image du courant dans M2, échantillonnée sur R4 et calibrée par R25/R37, et un courant venant de Q13, qui gère le rail positif et donc M1.

Le fonctionnement est simple: lorsque la tension sur la base de Q11 est suffisante, le thyristor s'amorce ce qui cause une cascade d'événements:

-Allumage de la LED D9 qui indique la condition de disjonction

-Interruption de la polarisation des miroirs de courant arrivant via R27; cette interruption se répercute aussi sur l'alimentation des étages driver par Q14 qui alimente les diodes D3/D4 servant de référence aux sources de courant.
On fait d'une pierre deux coups: auparavant cette polarisation était faite par une simple résistance de 3.9K. Maintenant, Q14 étant également une source de courant, la polarisation est plus stable en fonction des variations d'alimentation. Et bien sûr, elle peut être controlée par le disjoncteur.

-Enfin, D12/R36 dérivent le courant de Q4, de façon à bloquer Q1.

Le résultat de tout cela est un shut-down propre et complet de l'étage de sortie.
Les condensateurs C7/C8 et la résistance R26 permettent de controler le temps d'action de la protection: C7 empêche que des pics brefs, mais gérables par les MOS ne déclenchent intempestivement la protection, et le réseau C8 R26 fait une moyenne à plus long terme, qui décale le seuil si des conditions stressantes se répètent. Le but est d'avoir une image électrique (grossière) du stress thermique subi par le cristal des transistors.

Au niveau du positif, il n'y a pas de résistance où échantillonner le courant, et un shunt R30 a du être ajouté. Il a une valeur minimale pour éviter des chutes de tension inutiles, et Q13 est prépolarisé par D10.

Pour illustrer le fonctionnement de la protection, la charge a été mise à 4.2ohms, ce qui est juste adéquat avec les 35Vpp de sortie pour déclencher la protection après environ 3 cycles à 1KHz.

CircloMOSprot2 montre plus en détails ce qui se passe: la trace verte est la tension base-émetteur de Q11 (négatif), et la rouge de Q13 (positif).
On voit bien sur Q11, que la tension monte, s'accumule, et finit par déclencher le thyristor.
Une fois que celui-ci s'est amorcé, il faut pouvoir le bloquer à nouveau: c'est fait au niveau du point "R" qui doit être réuni brièvement avec le négatif pour effectuer le réarmement.
Cette action court-circuite le thyristor. Cette méthode de reset a été choisie car elle ne permet pas le réarmement si la condition de défaut demeure: toute tentative de réarmement cause d'abord un shut-down généralisé.

A suivre.....

[Tropique]

Voici quelques images de la version la plus "évoluée"

"Général" et "Top" se passent de commentaires.

"Bottom" montre la tripaille en cours de mise au point.
On peut remarquer que les aspects masse/découplage sont particulièrement soignés: il y a un bandeau de masse installé en mezzanine, et des tantales SMD de découplage d'alimentation.
Ce sont des nécéssités compte tenu de la bande passante de l'ampli: la moindre inductance parasite dans ces zones se paye cash.
Même ainsi, il faut reconnaître que c'est encore suboptimal.
J'ai cru intelligent de monter les deux MOS de sorties en vis-à-vis, de part et d'autre du radiateur, puisque ça permettait de les rapprocher au maximum, mais c'est une fausse bonne idée:
Pour arriver à leur destination, les "pistes" de puissance doivent faire une sorte de contournement, qui n'est pas favorable du tout.
Tout compte fait, la disposition "en ligne" adoptée sur les autres protos aurait probablement été préférable.
Cela dit, il n'y a rien de catastrophique: ça fonctionne malgré tout.
Si j'avais accès à du multicouche pour mes protos, ça ne poserait aucun problème: avec des plans de masse et d'alim arrivant jusque sous les MOS, cette disposition serait parfaitement compétitive, mais quand on ne dispose que d'une seule pseudo-couche, ça marche moins bien.
Tout est relatif cependant: pour voir la différence, il faut vraiment la chercher, avec des signaux et des charges difficiles.

Autre détail assez important: MOS zoom.
On voit que le gate est équipé d'une perle ferrite. Elle est rendue nécéssaire, probablement en partie à cause de la disposition mentionnée plus haut, mais aussi à cause du gain de boucle plus élevé qui nécéssite une compensation plus sophistiquée, mais aussi un peu plus chatouilleuse.

A ce propos, une parenthèse: il faut dire que "plus" n'est pas forcément synonime de "meilleur".
Cette version-ci incorpore la totalité des raffinements décrits au cours des posts précédents, en particulier le gain de boucle augmenté, qui permet entre autres de descendre à 8ppm de linéarité, et de diminuer l'impédance de sortie.
Par contre, il faut reconnaitre que sa stabilité n'est pas tout à fait celle de la version non dopée.
Encore une fois, c'est très relatif: elle est parfaitement capable de piloter des charges qu'un ampli plus conventionnel ne saurait pas voir à un mètre sans répandre ses tripes, et toutes les "tortures" acceptées par l'autre version le sont aussi par celle-ci, mais la marge est moins énorme.
Dans la vie comme pour la technique, tout est affaire de compromis, et toutes choses égales, plus de gain signifie moins de stabilité.
Si l'on a pas un besoin particulier d'une linéarité exceptionnelle, il est peut-être préférable de s'en tenir à l'autre version: on peut parfaitement l'équiper du disjoncteur, de la polarisation automatique, ou des deux. Toutes les combinaisons sont possibles et compatibles entre elles.

Revenons à la perle ferrite: on remarque que le MOS est monté à une hauteur juste suffisante pour pouvoir l'insérer, cela toujours dans le but de gratter chaque nH d'inductance parasite dans la source.
Si on regarde plus attentivement, on constate également que le conducteur de drain est isolé: c'est un détail très important, parce que la ferrite est légèrement conductrice, et le système de décalage de polarisation utilisé pour les MOS exploite leur très haute impédance d'entrée en DC.
Si on laissait des courants parasites arriver sur le gate, la polarisation serait sérieusement perturbée.

A suivre....

[Tropique]

L'essentiel est dit:

L'évolution s'arrête là pour le moment, et ceux qui le désirent ont matière à expérimenter sur les différents aspects de la topologie "Circlomos", et à dimensionner et concevoir eux-mêmes des amplis basés sur ce concept.
C'est le but affiché que j'ai poursuivi dans cette série: donner aux constructeurs potentiels une autonomie suffisante pour créer "leur" ampli.
Mais pour ceux, plus frileux, que l'aventure effraie, il reste possible de construire à l'identique les protos qui ont été décrits, ils fonctionneront comme prévu, sans surprises.

Bien que ce ne soit pas explicitement prévu, il serait certainement possible d'utiliser ces amplis pour de l'audio. Dans ce cas, il faut prendre garde à certaines choses:

Les versions décrites sont destinées à de l'instrumentation, et ont certaines caractéristiques qui pourraient s'avérer gênantes pour de l'audio.
La bande passante est maximale, et n'est limitée ni vers le bas, où le gain DC est identique au gain AC, ni vers le haut où la bande en petits signaux s'étend à plus de 10MHz même en choisissant la compensation en fréquence la plus lourde.
Toujours pour des raisons de vitesse, l'étage d'entrée fonctionne à courant élevé, et nécéssite donc des courants de polarisation non-négligeables. Ce n'est pas un problème pour l'application envisagée, où les sources auront généralement une impédance de 50 ou 75 ohms, mais avec une source de quelques kiloohms, ces courants causeraient des décalages d'entrée de plusieurs dizaines de mV, qui se retrouveraient intégralement amplifiés des 20dB à la sortie.
Plutot gênant.
Pour bien faire, il faudrait l'associer à un préampli ayant une impédance de sortie faible, sans tension d'offset. La réduction de bande passante pourrait aussi se faire à ce niveau.

D'autre part, je compléterai l'ampli de labo avec certains accessoires utiles, particulièrement un préampli à gain commutable, inverseur ou non, et ayant des caractéristiques compatibles avec l'ampli de puissance.
Je décrirai ces éléments au fur et à mesure qu'ils seront finalisés/éprouvés.

Pour conclure, disons que ce concept d'ampli, même s'il n'offre aucun chiffre de spécification miraculeux, permet cependant d'offrir un "mix" de caractéristiques intéréssantes avec des moyens minimes, et beaucoup d'avantages pratiques, en ce qui concerne l'alimentation, l'approvisionnement en composants, la stabilisation thermique et l'aptitude à se jouer des charges les plus aggressives qui soient, sans précaution particulière.

Parmi les applications potentielles, on peut citer l'attaque de transducteurs ou bobines d'excitation en tous genre, l'émulation d'éléments de puissance pour la mise au point de convertiseurs, le chauffage inductif, la génération de plasma, le test en puissance de composants réactifs, l'utilisation en ampli de servomoteur, en AOP de puissance, etc, etc, etc. Il n'y a pratiquement pas de limite....

A bientôt, peut-être....

[Tropique]

Un petit update:

Voici un des accessoires qui avait été mentionné à la fin (provisoire) du projet.
Il s'agit d'un préampli, dont les caractéristiques sont bien adaptées à l'ampli de labo.
Il peut procurer un gain exactement égal à 20dB ou 0dB, en positif ou en négatif, ce qui donne une certaine flexibilité pour construire des configurations de test.
L'ampli peut être un modèle quelconque, à condition d'être performant sur le plan de la vitesse, de la précision et du bruit. Cela pourrait être un NE5534 pour un budget mini, ou un AD797 si on recherche des performances exceptionnelles. Ou bien d'autres, ce n'est pas ce qui manque.
Le circuit est conçu pour utiliser un minimum de composants et de commutations pour réaliser les fonctions.
Les valeurs de résistances sont indicatives, ce qui importe est leur rapport. Avec celles choisies, l'impédance d'entrée en mode inverseur sera basse, mais c'est une question de compromis avec la bande passante.
On pourrait rajouter un buffer gain unité à l'entrée, pour être toujours en haute impédance. A chacun ses préférences.

A bientôt, peut-être....