Une nouvelle classe de crypto-convertisseurs

[Tropique]

Bonjour,

Je vais cette fois vous emmener à la découverte d'une nouvelle topologie de convertisseurs, à la fois intriguante, intellectuellement rafraîchissante et ce qui ne gâte rien, utile: un projet couronnera l'étude du concept.

Quelques rappels:

Les topologies de convertisseurs peuvent se classer en deux "super-familles":

• Celles qui se basent sur la division et la multiplication pour transformer la tension.
• Et celles utilisant la modulation du rapport cyclique pour arriver au même résultat.

Dans la première catégorie, on trouve tous les systèmes à transfert de charge, de même que ceux utilisant un transfo pour cette fonction exclusive.
La seconde, basée sur le PWM comprend les architectures classiques buck et boost, ainsi que celles travaillant dans plusieurs quadrants, comme les amplis en classe D.

Le cloisonnement entre ces deux familles n'est pas strictement étanche: certains circuits font appel aux deux techniques simultanément: c'est le cas du flyback avec transformateur faisant office de self, des Cuk et autres SEPIC.

Les topologies multiplicatives/divisives sont caractérisées par un rapport de transformation fixe: pour en changer, il faut commuter quelque chose, il n'est pas possible d'avoir une variation progressive.
Le PWM permet une variation continue, mais impose l'emploi d'une self.
Cette self est source de soucis, pour les amateurs, bien sûr, mais pas seulement: bien des professionnels se perdent dans les problèmes de saturation, pertes de toutes variétés, etc.

Les circuits que je vais vous proposer vont offrir la souplesse de contrôle du PWM, mais en faisant abstraction de la self.
Comment cela est-il possible? Est-ce l'équivalent électronique de la sauce aux câpres sans câpres? Non, nous somme pas fin mars, mais c'est presque noël, alors......

La clé de l'énigme (1ère partie):
En réalité, lorsque je dis que l'on fait abstraction de la self, cela ne signifie pas qu'elle n'existe pas: il y aura bien une self, mais elle sera implicite.
Cette précieuse self se cache en réalité dans tout transfo: il s'agit de l'inductance de fuite. Les transformateurs 50Hz ont une inductance de fuite qui se chiffre en dizaine ou en centaines de microhenrys, idéale pour faire du découpage à une fréquence comprise entre 100 et 1000 fois la fréquence de base de 50Hz.
Cependant, pour l'exploiter de manière avantageuse, il va falloir franchir un certain nombre d'obstacles: le premier est le redresseur.
Comment le "traverser", alors qu'il est normalement composé de diodes lentes, standard?
La réponse à ce premier problème est d'une simplicité confondante: il suffit tout simplement de l'ignorer (technique bien connue des bureaucrates, rarement applicable aux domaines scientifiques/techniques).
Si on découpe sans s'occuper des diodes, celles-ci vont rester dans l'état imposé par le 50Hz, conductrices ou bloquantes, et elles aiguilleront sans sourciller le signal de découpe.

La figure montre la disposition générale:
Le condensateur à l'entrée du transfo bloque toute remontée de la fréquence de découpage vers le secteur, sa valeur vue au secondaire étant multipliée par le carré du rapport de transformation.

Après les diodes du pont, le switch: ce sera un transistor, MOS ou autre.
En ce point, les chemins divergent: on peut soit adopter une structure boost, en le retournant vers le 0V, soit opter pour le buck.
C'est à cette dernière possibilité à laquelle nous allons nous confronter: l'option boost est trop triviale, et n'est donc pas digne de nous: à vaincre sans péril, etc etc.
J'y reviendrai plus tard, mais ce qui nous importe pour l'instant est de résoudre le problème buck: lui est vraiment coriace.

Pourquoi?

La self Lf est mal placée: normalement, il faut mettre le switch en amont de la self, pour pouvoir y raccorder la diode de "catch": voir figure "buck".

Ici, le terminal amont de la self n'est pas accessible, pour une raison très simple: il n'a pas d'existence physique, et même en remontant en amont du pont redresseur, on ne sait rien y faire.

En quoi est-ce un problème?

Lors de la période conduction, le courant dans la self va augmenter, jusqu'au moment où il faudra passer au blocage.
A ce moment, l'énergie emmagasinée dans le self devra se libérer d'une manière ou d'une autre.
Si aucun chemin alternatif n'est prévu, elle ira endommager le transistor.
Si elle est transférée dans un snubber, il faudra la dissiper d'une manière ou d'une autre. L'option résistive est la plus évidente, mais en même temps, elle nie l'utilité d'une alim à découpage: pourquoi se fatiguer, si c'est pour perdre 25 points de rendement dans un snubber.
Il y a bien entendu toujours une issue, dans la catégorie "usine à gaz": faire un convertisseur auxiliaire récupérant la puissance pour la réinjecter en sortie. Ici, on s'interdit ce genre de recours, et il faut trouver une méthode simple, efficace et élégante de contourner le problème.

Quelle est cette méthode?
Je vous laisse cogiter, jusqu'au prochain épisode.

A suivre.....
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[Tropique]

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Voyons notre crypto-convertisseur un peu plus en détails:

CryptoSnubber.
On se rapproche d'un circuit réel, avec le switch précédent matérialisé par un MOS.
La charge est symbolisée par un régulateur linéaire, puisque la vocation du crypto-convertisseur sera essentiellement de servir de prérégulateur à un régulateur linéaire.

Le snubber est installé: D1 et C2. Initialement, C2 se charge à la différence entre la tension de crête d'entrée et celle de sortie.
Ensuite, au fur et à mesure du fonctionnement, C2 se charge par les "déchets" de surtension inductive générés à chaque commutation.
Si aucune mesure particulière n'est prise, la tension grimpera jusqu'à atteindre la limite de claquage d'un des éléments.
Il faut donc "évacuer", pour paraphraser une pub célèbre.

Mais comment????

Une résistance de "bleeding" aux bornes de C2 pourrait le faire; sauf que l'énergie serait transformée en chaleur. Pas très "vert" tout ça.
Notons cependant que même si l'on adoptait cette option, on conserverait malgré tout un meilleur rendement qu'en travaillant uniquement avec le ballast linéaire: le résidu de puissance évacué par la self est finalement assez marginal, et on pourrait simplement se contenter de l'éliminer dans une grosse résistance.
Mais ce genre de solution rustique et inélégante n'étant pas le genre de la maison, nous allons trouver mieux.

Vers la solution....

Il nous est loisible de redessiner le snubber de façon différente:
Cryptosnubber2.
C'est un peu inhabituel, mais le fonctionnement reste tout à fait identique (de même que le problème à résoudre).

Résumons:

• C2 se charge pendant le blocage du MOS, et lorsque celui-redevient conducteur, son armature positive (de gauche) est connectée à celle du condensateur de filtrage C1.
• L'armature de droite reste en l'air, puisqu'elle est négative, rendant la diode D1 est bloquante.
• Et c'est ici que nous en arrivons au tournant décisif: Cryptosnubber3
  Si on met une diode supplémentaire D2, placée elle dans le bon sens, on va pouvoir connecter l'armature négative au pôle négatif de la sortie, si la tension sur C2 est plus grande que celle sur C1.
  Et plus grande, elle le deviendra, nous l'avons vu plus haut.

En conclusion:
Pendant la phase de conduction, le MOS connecte le + de C2 au + de la sortie, et son - est connecté au 0V par la diode D2.
Désormais, la charge sur C2 va être limitée, et tout éxcédent sera recyclé dans la sortie, sans perte et surtout sans circuit auxiliaire: c'est le même transistor qui fait le découpage principal et la récupération.

Rapprochons nous un peu plus de la réalité: Cryptodidac1 montre comment cela peut se goupiller pratiquement.

La topologie est appliquée à un transfo de 12V 1A, dont les paramètres principaux sont simulés. Le régulateur est ajusté pour sortir une tension moyenne de ~8V DC.
Il s'agit d'un comparateur, équivalent du LM311, dont l'entrée (-) reçoit une référence de 2V, sur laquelle un triangle de faible amplitude de 20KHz est superposé.
Son entrée (+) reçoit une image de la tension de sortie, prélevée par un diviseur.

On constate que le découpage est actif dès que la tension redressée instantanée est supérieure à la tension de sortie. En rouge, la tension avant le régulateur.
On voit que la tension de crête peut aller jusqu'à plus de 18V, ce qui est normal compte tenu des chutes de tension des diodes D5 et D6.

On peut s'intéresser aux aspects "rendement": voir Cryptodidac2.
La puissance de sortie est de 6.28W, celle d'entrée de 9.3W; il y a donc environ 3W qui sont perdus en route. R1, qui symbolise le cuivre du transfo en dissipe 1.53W, et presque la totalité du reste est occasionné par les diodes D1 à D4 du pont redresseur. Le montage, bien que très rudimentaire à ce stade, a donc un rendement excellent.

On peut aller plus loin, et examiner le courant efficace passant dans le transfo: ce courant est 1.06A rms. Cette valeur est assez remarquable, car avec 0.8A de sortie, on s'attendrait à voir un courant rms facilement doublé, or il n'est que faiblement supérieur au courant moyen de sortie, ce qui est très favorable aux pertes.
On commence à toucher du doigt les avantages de cette topologie; nous en verrons d'autres.

A suivre.....

[jlcms]

Bonjour,

Est-il envisageable, pour augmenter le rendement, de remplacer (ou plutôt doubler) le pont de diode par des transistors, réalisant à la fois le redressement double alternance et un premier étage de découpage, en éliminant ainsi le deuxième mos de découpage.?

[Tropique]

Bonjour,

Est-il envisageable, pour augmenter le rendement, de remplacer (ou plutôt doubler) le pont de diode par des transistors, réalisant à la fois le redressement double alternance et un premier étage de découpage, en éliminant ainsi le deuxième mos de découpage.?

A première vue, je ne vois pas de manière simple et avantageuse de le faire: si les MOS sont mis à ce niveau, ils ne pourront que fonctionner en "diodes améliorées", en utilisant l'effet MOS pour assister la diode de body; un redressement synchrone en somme.
Mais cela donne pas un contrôle complet de la conduction, il n'est pas possible de bloquer l'alternance passante, et on ne pourra pas faire de découpage HF. D'autre part, même si c'était possible (et peut-être qu'en réfléchissant bien, on trouverait une issue), le remplacement de diodes par un transistor doit être pesé et évalué en fonction des avantages apportés par rapport au surcoût généré.

[A voir en vidéo sur Futura]

[jlcms]

Pour que le redressement avec des transistor fonctionne bien on peut imaginer de remplacer les diodes, non pas par un mais par deux transistor avec les sources connectées ensemble (comme on les trouves dans les photorelay).
On peut aussi imaginer d'utiliser les diodes D1 et D2 pour faire le découpage HF et les diodes D3 D4 pour faire le redressement double alternance.

C'est sur ce pont que restera la principale perte d’énergie en plus du transfo et du régulateur linéaire. Si l'on parle rendement c'est un gisement important.

[jlcms]

Une autre idée me vient à l'esprit.
Dans le montage publié, la partie régulateur à découpage ne peut pas fournir de courant pendant les valeurs faibles de tension à la sortie du pont de diodes.
Lors de cette phase la tension chute considérablement après la régul à découpage, obligeant le régulateur linéaire qui sera mis derrière à encaisser une chute de tension importante de 1.5V au lieu de moins de 0.5V avec un LDO.
Serait-il possible d'obtenir du 50 Hz déphasé de PI/2 de manière à reproduire le même circuit mais fonctionnant dans les zones de creux du premier circuit.
Il s'agit là de reproduire le fonctionnement de certains régulateurs à découpage dit polyphase.
Le gain est de diminuer l'ondulation de tension Peak.

[Tropique]

Pour que le redressement avec des transistor fonctionne bien on peut imaginer de remplacer les diodes, non pas par un mais par deux transistor avec les sources connectées ensemble (comme on les trouves dans les photorelay).

Effectivement, mais cela représente un total de 4 transistors, plus des commandes de gate assez acrobatiques.
Et il faut trouver le moyen d'incorporer deux réseaux de récupération type C2/D5/D6, en supposant que ce soit possible sur l'alternatif.

On peut aussi imaginer d'utiliser les diodes D1 et D2 pour faire le découpage HF et les diodes D3 D4 pour faire le redressement double alternance.

Là, je ne visualise pas très bien. Schéma?

C'est sur ce pont que restera la principale perte d’énergie en plus du transfo et du régulateur linéaire. Si l'on parle rendement c'est un gisement important.

Le pont pourrait être implémenté en diodes schottky; il y aurait des pertes résiduelles, mais relativement mineures comparées à celles du transfo.

Serait-il possible d'obtenir du 50 Hz déphasé de PI/2 de manière à reproduire le même circuit mais fonctionnant dans les zones de creux du premier circuit.
Il s'agit là de reproduire le fonctionnement de certains régulateurs à découpage dit polyphase.
Le gain est de diminuer l'ondulation de tension Peak.

Tout est possible, mais il faut voir quel est le bénéfice obtenu comparé à l'investissement en complexité.
Je n'ai encore pratiquement pas parlé des applications possible de cette topologie, c'est un aspect que je détaillerai lors de la partie pratique, centrée sur le projet, mais on peut d'ores et déjà dire qu'il s'agit d'un moyen d'améliorer un circuit existant d'alim traditionnelle à peu de frais, pour diminuer la puissance perdue, et éventuellement augmenter le courant de sortie, plus encore une ou deux autres choses.
Le tout en conservant les principaux éléments existants: transfo, redresseur, condensateur de filtrage, régulateur linéaire, et en n'ajoutant qu'un minimum de composants: le MOS et son contrôleur, qui comme on le verra, peut être assez minimaliste.
Si on veut dès le départ un rendement > 95% et un PF~=1, il faut partir sur une solution type PFC + convertisseur résonant. Il serait vain de construire une usine à gaz autour de composants inadaptés pour essayer de gratter quelques points de rendement.
Ici, à la rigueur, on pourrait combiner la version "boost" de ce circuit pour combler les creux de l'ondulation; ce n'est pas encore excessivement compliqué.
Mais alors il est probablement préférable de choisir un transfo ayant une tension nettement trop faible, et de ne travailler qu'en boost.
Ce sont des choses qui pouront être envisagées ultérieurement.

[Tropique]

Nous allons maintenant explorer quelques subtilités de cette topologie, car elle n'a pas encore livré tous ses secrets, loin de là.

Une restriction imprévue
Prenons par exemple un circuit précédent, ici cryptodidac3.
Le fonctionnement était le suivant: le condensateur C2 se charge jusqu'au moment ou sa tension vaut à peu près (aux diodes près) celle sur C1.
A partir de cet instant, il transfère à chaque cycle l'énergie excédentaire de Lf vers C1.
Mais même sans découpage, C2 acquiert une charge initiale: il se charge à la différence entre la tension de crête d'entrée et la tension de sortie.

Que se passe-t-il si la tension d'entrée vaut plus de 2x la tension de sortie?

Ce condensateur se chargera à une tension "trop" élevée, et au moment de la mise en conduction du transistor, les charges vont devoir s'équilibrer de manière brutale.
Et il ne s'agit pas d'une situation transitoire: à chaque cycle, cela va recommencer.
Ce mode de fonctionnement est inacceptable, car la différence de tension devra être dissipée dans les éléments résistifs parasites du circuit, en particulier la R_dson du MOS.

Nous avions réussi à créer un circuit capable de variation progressive par PWM, mais nous voilà "rattrapés" par l'aspect divisif de la pompe de charge inhérente au circuit.

Il y a donc bien ici une limitation fondamentale, structurelle dans la tension qui peut être acceptée à l'entrée.
En principe, cela signifierait que ce circuit n'est utilisable que devant des régulateurs fixes, ou faiblement ajustables. Ce qui n'est déjà pas si mal, bien sûr, mais est un peu dommage: il serait tentant d'utiliser une telle topologie en amont d'une alim de labo, là où les problèmes de dissipation prennent une ampleur toute particulière.
Heureusement, nous verrons qu'il est possible de contourner cette limitation, puisque le projet consistera justement en un prérégulateur d'alim de labo.

Plus d'un tour dans son sac
Zoomons maintenant sur la tension de sortie de cryptodidac3: l'ondulation semble démesurée, à cause des échelles.
Mais est-elle si élevée?
Faisons un petit calcul: avec 0.8A et 2200µF de filtrage, elle devrait valoir environ (0.8x0.01)/0.0022 = 3.6V.
Or nous sommes ici à peine au-dessus de 1.1Vcàc.
Même en tenant compte des approximations, il est clair que c'est anormal, qu'il "se passe quelque chose".
Ce qui se passe, c'est que le régulateur agit "intelligemment", et par sa régulation diminue l'ondulation en modulant la conduction au cours de chaque demi-cycle à 100Hz.

A suivre......

[Tropique]

Jusqu'à présent, nous avons examiné des versions assez "scolaires" de ce régulateur, des "proofs of concept" qui faisaient largement appel aux ressources du simulateur pour fonctionner.

Nous allons progressivement nous orienter vers des circuits plus "pratiques", se rapprochant de quelque chose d'utilisable réellement.

• Une des premières choses à faire est d'éliminer le PMOS, plus cher, plus rare et moins performant que sa contrepartie N.
  Ce n'est pas très compliqué: le fonctionnement du convertisseur génère une tension auxiliaire toujours substantiellement supérieure à la tension de crête d'alim.

CryptoN montre cette modification: on constate que la tension auxiliaire (magenta) dépasse 19V et continue à monter; il n'y a pas de souci de ce côté.
Le schéma incorpore également deux composants supplémentaires L4 et R6 (qui est la résistance ohmique de la première).
On se souvient de la limitation sur la tension d'entrée évoquée lors de la livraison précédente.
Cette self commence à fournir un début de solution: lorsque le MOS reconnecte C2 en parallèle avec C1, cette self permet "d'amortir le choc" du à des disparités de charge entre ces condensateurs. C'est une simple self de choc, sans qualité particulières et qui ne sert pas au stockage d'énergie.
Dans l'autre phase, lorsque C2 absorbe la surtension inductive du transfo, une telle self est superflue puisque l'inductance Lf est présente, et a une valeur considérablement plus élevée.
Nous avons donc maintenant un moyen d'entrer, si nous le souhaitons, dans la "zone interdite" des tensions: Vin>2Vout.

Le seul problème, c'est que C2 et les diodes vont travailler en pompe de charge, et transférer plus d'énergie vers la sortie que ne le permettrait le simple fonctionnement en convertisseur buck.
Mais comme on est dans un système régulé en boucle fermée, c'est pratiquement sans importance.
Sauf que ces échanges d'énergie passant par C2 vont le stresser et risquent de l'endommager.
Et modifier sa valeur ne servirait pas à grand chose: un condensateur de valeur plus élevée supporterait plus de courant d'ondulation, mais il en transporterait plus également..... et vice-versa.
Si on veut vraiment adopter ce mode de fonctionnement d'une manière autre que marginale, il faudra un peu changer d'optique.

Nous verrons cela plus tard.

• Une autre "amélioration" envisageable est de rendre le circuit autonome: jusqu'à présent, il dépendait d'un oscillateur externe pour fonctionner; on peut le rendre auto-oscillant: voir CryptoSelf.
  Les composants R7 à 9 et C4, 5 le permettent.

On constate qu'il y a un certain prix à payer au niveau de l'ondulation: le fait d'obliger le régulateur à travailler en oscillateur diminue ses performances, sa stratégie de régulation est sub-optimale, et le niveau d'ondulation s'en ressent: on en est maintenant à 1.7Vcàc.
C'est toujours mieux qu'un filtrage simple, mais c'est moins bon que la version pilotée, qui descendait à 1.1V.

A suivre.....

[Tropique]

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Nous allons poursuivre notre entreprise de traduction du concept en un circuit pratique et utilisable.

Nous avons déjà pu installer un NMOS, mais pour aboutir à un circuit vraiment fonctionnel, il va falloir revoir la commande de gate: d'une part, les comparateurs à collecteur ouvert ont une tension maximale insuffisante pour faire quelque chose d'utile, et d'autre part il faut être certain de ne pas appliquer de surtension entre gate et source, tout en assurant des temps de commutations décents.

La fréquence de travail est aussi basse que possible en restant dans l'ultrasonique, mais même à 20KHz, il ne faut pas être trop négligent, sinon les pertes de commutation vont poser un problème.

CryptoCNV montre la façon dont c'est réalisé.

Ce convertisseur est destiné à travailler en esclave d'un régulateur linéaire, et asservit sa tension de sortie de manière à avoir toujours 4.5V de plus que la tension de sortie finale: cela permet de conserver la dissipation dans le ballast à un niveau modéré, tout en laissant une marge de manoeuvre suffisante au régulateur linéaire pour travailler dans de bonnes conditions.

Pour arriver à ce résultat, le régulateur PWM U2 est monté dans un pont de résistance R16/R17/R8/R18: il va tenter d'égaliser les tensions en entrée de R16 et R18, sauf que sur son entrée (-), il reçoit également le triangle de référence de la découpe, accompagné d'un offset égal à la moitié de l'alimentation.

Avec les valeurs de résistances, le résultat est de décaler les tensions entrée/sortie du régulateur linéaire d'environ 4.5V.
Le régulateur est ici du type piloté: on a vu que cela permettait de meilleures performances de régulation, en particulier pour la réduction de l'ondulation.

L'oscillateur U1 est archi-classique, la tension de sortie carrée est intégrée et atténuée par R7 C3 pour fournir le triangle de référence au modulateur PWM.
L'amplitude de ce triangle détermine la bande de régulation, donc en fait le gain en boucle ouverte du sytème. Vu le niveau de performances nécéssaires, il n'est pas nécéssaire de faire appel à un "vrai" amplificateur d'erreur pour la régulation.
Le faible gain de boucle permet également d'esquiver les soucis de stabilité en boucle fermée.

L'attaque de gate se fait par l'intermédiaire d'un petit MOS, M1, qui travaille en source de courant. Pour des raisons de simplicité, le pull-up est confié à une simple résistance, R15.
C'est une méthode un peu rustique, et qui oblige à dissiper un ou deux watts dans R15, mais elle a l'avantage d'être simple, efficace et fiable.

La tension D S du MOS principal est maintenue dans des limites sûres par les zeners de 15V.
Tout ce petit monde est alimenté par D8, qui récupère la tension de crête non-filtrée.
En première analyse, on pourrait estimer la tension sur C7 égale au maximum à 2x la tension de crête d'entrée; en réalité, une étude plus poussée montre qu'elle ne peut jamais dépasser environ 1.5Vpk. Un condensateur ayant une tension environ double de Vpk est donc suffisant.

Dans le cas où le régulateur linéaire a besoin d'une tension permanente suffisante pour le fonctionnement des circuits auxiliaires, cette tension peut être utilisée, et éventuellement calibrée par une zener si elle est trop élevée.

L'ensemble D9/D10/L2/C9 est le récupérateur d'énergie. La valeur de C9 est suffisamment faible pour utiliser un condensateur au mylar, ce qui élimine les soucis liés au courant d'ondulation.
Sa faible valeur permet également au régulateur de travailler sans problème dans les domaines de Vout<Vpk/2. Le prix à payer est une tension un peu plus élevée vue par le MOS, ce qui ne pose aucun problème.
D9 n'a aucun besoin d'être rapide, mais si on le souhaite, on peut installer des BYV27 ou similaires pour les trois diodes.


A suivre....

[Tropique]

Applications

Le but premier de cette topologie est de servir de prérégulateur à un régulateur linéaire, qu'il soit fixe ou variable.

Mais dans certains cas, il pourrait même être possible de se passer totalement de régulateur linéaire. Dans cette éventualité, l'obstacle principal ne sera probablement pas la régulation elle-même, bien qu'elle ne soit pas rigoureusement parfaite, mais plutot le niveau d'ondulation. Cependant, certaines applications peu exigeantes peuvent tolérer un niveau non-nul d'ondulation: des AOP ou de la logique CMOS par exemple.

Quant au circuit décrit, il a été effectivement réalisé, et associé à une alim variable très classique à LM317: voir photos. Les résultats sont très satisfaisants, et tout à fait conformes à la théorie.

Sur la photo, l'IRF530 est équipé d'un clip de refroidissement; en fait, ce n'est pas utile jusqu'aux 1.5A qu'est sensé fournir le LM317, mais l'exemplaire utilisé ici est particulièrement "vitaminé", et il supporte allègrement 3A avant de s'effondrer. A 1.5A, on sait garder le doigt sur le MOS, à 3A, ce n'est plus possible, raison pour laquelle le clip a été ajouté.
Il n'y a rien d'anormal là-dedans, à 3A les pertes Joule sont de 0.16*3², soit près de 1.5W.

Comparaisons

Comparé à des solutions classiques équivalentes, le Crypto-convertisseur s'en sort bien: par rapport à un buck traditionnel, il économise le composant principal, la self, en offrant des performances comparables, pour une complexité minimale.

Les autres méthodes sont les régulateurs à thyristor ou triac. Les alims professionnelles utilisaient habituellement des thyristors, et il est certes possible d'atteindre des résultats corrects, mais la mise au point est assez délicate, et même un circuit bien optimisé reste intrinsèquement lent.
Les triacs travaillent en amont du transfo, ce qui diminue les pertes, mais pose des problèmes quasiment insolubles d'instabilités complexes dues au "flux walking": seuls des projets amateur, genre Elektor y font appel, et généralement, il reste toujours des problèmes cachés, qui attendent des conditions particulières de charge ou de tension pour se manifester, faisant claquer le triac ou le fusible de manière inopinée.

D'autre part, ces deux méthodes font appel au découpage de phase, avec tous les inconvénients qui y sont associés: pics de commutation et pollution du réseau. De plus, ces techniques augmentent le stress sur les composants et dégradent le facteur de puissance, contrairement au Crypto:

• Ce circuit est interéssant à plus d'un titre: il s'acquitte brillamment de son rôle initial de réduction de la dissipation, mais ce qui est plus surprenant, c'est qu'il arrive à ce résultat non seulement sans créer d'inconvénients, mais en exploitant un composant parasite normalement néfaste (l'inductance de fuite), et en apportant encore des avantages supplémentaires.
• On l'a vu précédemment, il permet une réduction substantielle de l'ondulation, une diminution du courant efficace dans le transfo, d'où un échauffement moindre, une amélioration du facteur de puissance, et en plus, il diminue le stress causé par les pointes de courant dans le condensateur de filtrage, le pont de diodes et le transfo.

Le seul inconvénient est le découpage: comme avec tout circuit de ce type, on peut rencontrer des problèmes EMC/RFI si on n'est pas assez soigneux. Il faut quand même relativiser: les commutations sont relativement "paisibles", tant sur le plan di/dt ou dv/dt, que sur l'amplitude des transitions ou la fréquence de fonctionnement: on est loin d'une alim à découpage "classique".
Ce qui ne signifie évidemment pas qu'on a le droit de se montrer négligent.

Au niveau des remontées de la fréquence de découpe dans le secteur, il n'y a pas de souci: l'inductance de fuite associée au condensateur X les bloquent presque totalement; on peut si on le désire encore parfaire la réjection au moyen d'un filtre secteur traditionnel, mais ce sera superflu dans 99% des cas.

Mise en oeuvre, précautions, restrictions

Le type de transfo le mieux adapté à cette topologie est un EI "moderne", càd avec primaire et secondaire côte à côte: cette disposition maximise l'inductance de fuite et minimise au contraire les couplages capacitifs, ce qui est l'idéal.
Cela ne signifie pas que les autres construction soient exclues: un EI "traditionnel", avec primaire et secondaire superposés fonctionne aussi, et c'est d'ailleurs un tel transfo qui a servi au prototype.
Il reste les toriques.
Bien qu'il ne soit pas totalement exclu de les utiliser, je ne le recommande pas: ils ont une inductance de fuite beaucoup plus faible, et un couplage capacitif maximal, ce qui est la combinaison la plus défavorable.
De plus, la carcasse du noyau n'est généralement pas accessible électriquement, il n'est donc pas possible de la raccorder à la masse secondaire pour écranter les interférences.
Dans tous les cas, si un écran électrostatique est disponible, il doit être utilisé, et raccordé à la masse du secondaire.
Il faut essayer de mettre le montage au plus près du transformateur, pour éviter les longueurs inutiles de connections "chaudes", pouvant rayonner des parasites, et soigneusement mettre à la masse le circuit magnétique.

Le redresseur peut indifféremment être en pont ou en va-et-vient.

Si on modifie une alim existante, il faut être bien sûr de ne rien laisser d'autre sur la sortie du pont: l'effet du signal découpé non filtré sur des circuits non-prévus pour a toutes les chances d'être catastrophique.

Il est également essentiel que le transfo n'ait qu'un seul enroulement, et ne serve qu'à ça: avec des enroulements multiples, la fréquence de découpage se couplerait de façon aléatoire dans les autres circuits et risquerait de les détruire ou à tout le moins de les perturber sérieusement.
Il ne faut naturellement pas non plus essayer de mettre deux hacheurs sur le même transfo: l'effet serait imprévisible, mais à coup sûr désastreux.

Enfin, si des circuits auxiliaires ont besoin d'une tension propre et non-variable, il faut les connecter sur le V+ auxiliaire, ou ajouter un petit transfo auxiliaire.

A suivre.....

[Tropique]

Nous en avons parlé au début du sujet: l'inductance de fuite peut également être mise à profit dans un convertisseur de type "boost".

Cette configuration est d'ailleurs beaucoup plus triviale, et, contrairement au buck, ne nécéssite aucun tour de force topologique pour la mettre en pratique.
La topologie CryptoFBth est précisément un Flyback "canonique".
Pour le découpage, le pont de diodes peut être parfaitement négligé.

La mise en pratique est assez directe, du moins au niveau puissance: CryptoFB.
Le contrôle est assez élaboré, de manière à créer un véritable PFC implicite, car contrairement au buck, le découpeur peut être actif sur la toute la durée du demi-cycle secteur, ce qui permet une modulation extrêmement fine et poussée.
On voit qu'un transfo de 18VA permet d'obtenir 15W en sortie, avec une régulation et une ondulation qui sont très proches de ce qu'une alim linéaire peut fournir.

Tous les avantages précédemment mentionnés pour le cryptobuck sont ici présents, et à un degré encore plus élevé.

Il y a naturellement une restriction sur la tension de sortie, qui ne peut être inférieure à la tension secondaire de crête.

[bobflux]

J'aime beaucoup tes projets non-conventionnels.

Je te rejoins sur le crypto-boost, c'est un excellent concept ! J'en ai construit un qui marche du feu de dieu, je t'explique.

Le transfo est remplacé par une dynamo de vélo qui est une source d'énergie certes fort pratique quand tu es perdu dans la nuit noire au milieu de la steppe beaujolaise, mais assez difficile à exploiter électroniquement.

Grosso modo c'est un alternateur dont la tension à vide est proportionnelle à la vitesse (quelque chose comme 0.7 à 1V/km/h), la fréquence aussi bien sûr (50 Hz à 30 km/h) et l'impédance interne monstrueuse (2-4 ohms + 100 mH).

Donc si tu mets une ampoule halogène de 6V 3W dessus, plus tu roules vite, plus la tension augmente, mais la fréquence aussi, donc l'impédance aussi, au final c'est grosso modo une source de courant à peu près constant : tu as 3W quelle que soit la vitesse (sauf si tu vas trop lentement). Avec une LED (+redresseur) c'est pareil, l'intensité est limitée à environ 0.6A. D'ailleurs il y a écrit "6V 3W" sur la dynamo.

Or donc, 3W c'est pas terrible, et surtout à 4 km/h dans une côte, t'as même pas assez de tension pour allumer une LED, donc la puissance réelle est de 0.

Donc j'ai pensé à ce machin dans ma douche l'été dernier... d'ailleurs c'est un concept apparemment assez connu, utilisé aussi pour booster la puissance d'un alternateur de voiture.

A chaque vitesse il y a une impédance de charge optimale qui permet de récupérer la puissance max.

J'ai donc placé la dynamo au centre d'un pont en H (4 MOSFET+drivers), avec un capteur de courant, et un uC qui calcule en temps réel u = Z.i avec Z l'impédance de charge optimale pour la vitesse actuelle du vélo. Un petit AVR 8 bits pour du DSP temps réel .... ça marche.

Et paf ! avec l'inductance interne du machin on a un crypto-boost. Mon PWM est à 15 kHz, ça ne produit pas de bruit gênant.

A 3 km/h aux bornes de la dynamo il y a un misérable 1-1.5V RMS (et une fréquence de 5 Hz...) sur le condensateur de sortie on récupère une belle tension (8-30V), bien sûr la puissance reste toujours proportionnelle à la vitesse (8W à 30 km/h, 0.5W à 3 km/h)....

De plus comme la correction de facteur de puissance est incluse (u = Z.i... contrairement à un redresseur) le courant est sinusoïdal et on n'a pas le guidon qui fait "BBRRRBRBRBRBRRRRBRRRRR" quand une harmonique quelconque de la fréquence de la dynamo correspond à la résonance de la fourche...

Je n'ai pas opté pour un montage analogique vu que les paramètres changent constamment...

En PJ quelques variantes : tu as la 3, j'ai la 1, les autres sont plus ou moins équivalentes...

Salutations !

[Tropique]

Très intéressant comme développement, et chapeau!

Non seulement tu n'as pas trainé pour mettre ça en musique, mais tu as choisi l'option la plus difficile, qui me semble également la plus prometteuse, sans le confort (mais les pertes) du pont de diodes.
Le contrôle direct par les MOS est clairement la voie royale.

J'ai développé le concept il y a déjà un certain nombre d'années, mais pour la forme boost seulement. Ce n'est que récemment qu'un déclic s'est fait, et que j'ai pu proposer une version buck.

Déjà à l'époque, une des applications que j'avais envisagées était l'adaptation de sortie d'une "dynamo" de vélo.
Mais ce que j'avais en tête était beaucoup plus rudimentaire et moins abouti que ce que tu as a fait, et en plus, n'étant (généralement) pas cycliste, je n'avais pas poussé les choses plus loin.
Dans mes fantasmes, j'avais imaginé de coupler ce type de circuit, pour l'adaptation de tension, avec une capacité synthétique et (presque) sans pertes, pour compenser l'inductance de fuite de l'alternateur.

Maintenant que je vois ton projet, je me dis que, après tout, les deux peuvent peut-être être combinés: si ta loi de commande du PFC émule un condensateur, ie. il s'arrange pour consommer un courant avec une phase avancée par rapport à la tension, il va créer une impédance capacitive qui compensera l'inductance de l'alternateur (c'est peut-être ce que tu fais déjà?).

J'avoue que, à l'heure actuelle, je ne suis pas trop sûr de mon coup.
En termes rigoureux, cela signifie qu'il ne faut pas se contenter de compenser le module de l'impédance, mais il faut compenser séparément les parties réelles et imaginaires, càd offrir une impédance apparente qui est le complexe conjugué de celle de l'alternateur.
Cela revient à créer une résonance, qui permet un échange d'énergie entre le condensateur et la self, mais ce qui me "travaille", c'est que le condensateur synthétique créé par le pont de MOS et la loi de commande ne me semble pas capable de restituer de l'énergie à la self.
Peut-être que j'imagine des problèmes là où il n'y en a pas, mais c'est certainement quelque chose à creuser.

Quoiqu'il en soit, ton développement actuel est déjà brillantissime, et je suis persuadé qu'il pourrait intéresser nombre de cyclistes, non seulement pour l'éclairage, mais aussi pour toutes sortes d'applications, chargeurs, stockage sur batteries, etc.

Si tu en as le temps, et le goût, je t'invite à créer un projet spécifique, avec ton code, ton PCB s'il y en a un, et qui permettra aussi à chacun de de donner son avis et ses idées pour exploiter au mieux la sortie d'une dynamo.

Pour ceux qui ne sont pas au fait de la techno électrocycliste, voici un petit résumé du problème:

Les "dynamos" de vélo ont été créées à une époque où les moyens électroniques étaient inexistants, et il a été décidé que le phare ferait 3W et devrait avoir une luminosité ne variant pas de manière trop catastrophique en fonction de la vitesse.
La solution trouvée a été de faire un alternateur ayant une inductance de fuite élevée (ce qui en plus arrange le constructeur, cela permet des tolérances très larges): à basse vitesse, la fréquence est basse, et l'influence de l'inductance est négligeable, toute la fém produite va donc à l'ampoule, mais au fur et à mesure que la vitesse et la fréquence augmentent, l'effet de l'inductance se fait plus sentir et ballaste le circuit, régulant le courant.
Le résultat est une diminution de l'influence de la vitesse sur la luminosité (on ne va pas parler de régulation, c'est vraiment trop approximatif).

Maintenant que les lampes à incandescence sont hors jeu, et que l'on souhaite utilser le maximum de puissance produite, le challenge est d'arriver à exploiter l'alternateur de façon optimale malgré sa réactance intrinsèque énorme, et variable avec la fréquence.
Des solutions ont déjà été proposées, mais celle de bobfuck semble être un cran au-dessus.
Si elle est encore optimisée, il sera possible de transformer une bécane de base en super bio-groupe électrogène.

[bobflux]

> Non seulement tu n'as pas trainé pour mettre ça en musique

Ça m'a quand même pris un bon moment XD avant j'avais fait une seule fois une alim à découpage, dans ce truc il y en a 5 (en comptant la crypto-boost).

L'idée m'est venue l'été dernier, le plus chiant a été de trouver le bon uC... ah oui tiens c'est mon premier bidule à uC aussi (sauf si tu comptes les FPGA comme uC... hum).

Tout a marché du premier coup, blasant !... merci LTSpice...

> Dans mes fantasmes, j'avais imaginé de coupler ce type
> de circuit, pour l'adaptation de tension, avec une capacité
> synthétique et (presque) sans pertes, pour compenser
> l'inductance de fuite de l'alternateur.

hum la capacité en série avec la dynamo c'est classique, tu peux voir ça comme RLC série (extrait plus de puissance à la fréquence de résonance) ou parce que la capacité est une inductance négative (seulement à une certaine fréquence) qui compense l'inductance interne de la dynamo.

En fait j'ai mis une inductance négative (en software) puisqu'on peut mettre l'impédance qu'on veut... ça faisait partie du concept d'origine.

Ce qui marche vraiment très bien c'est d'adapter la partie "résistance" de l'impédance (virtuelle) à la vitesse du vélo.

Par contre l'inductance négative, ça marche moyennement car l'inductance de la dynamo est très variable suivant l'angle rotor/stator, entre 30 mH et 100mH, or si l'inductance totale du circuit est négative, ça oscille... donc il ne faut pas dépasser une certaine valeur. Ça augmente un petit peu les perfs ceci dit, pour quelques lignes de code en plus...

> càd offrir une impédance apparente qui est le complexe conjugué
> de celle de l'alternateur.

certes ! mais d'une part, l'impédance de l'alternateur varie comme dit plus haut en fonction de la position angulaire, et si je me souviens de mes cours de HF, quand l'adaptation est parfaite, 50% de l'énergie est dissipée dans le générateur...

Du coup la résistance optimale (mesurée) pour avoir le maximum de puissance est grosso modo proportionnelle à la vitesse.

> le condensateur synthétique créé par le pont de MOS et la loi de
> commande ne me semble pas capable de restituer de l'énergie à la
> self.

Avec un redresseur, non (par définition) ; avec un pont en H, oui.

L'inductance négative (émulée avec un PWM) est utilisée en électrotech pour compenser les cos phi et autres joyeusetés...

> Quoiqu'il en soit, ton développement actuel est déjà brillantissime

héhé, merci, j'apprécie réellement

d'ailleurs j'ai ouvert un thread :
http://forum.velotaf.com/index.php?showtopic=13566&st=0

et ils en veulent tous un (sans l'avoir vu) ; il faut dire que l'état des offres proposées par les fabricants est ... désertique (et hors de prix).

> mais aussi pour toutes sortes d'applications, chargeurs, stockage
> sur batteries, etc.

Ah, il y a aussi une sortie 5V pour mon GPS, 2 batteries LiIon, etc. la totale, tant qu'à faire.

> Si tu en as le temps, et le goût, je t'invite à créer un projet
> spécifique, avec ton code, ton PCB s'il y en a un,

Je vais mettre tout ça en creative commons, tu connaitrais un serveur (sourceforge ? bof... berlios ?) avec git ou svn où ça pourrait le faire ?

Je vais aussi ouvrir un topic dans le forum projets.

> malgré sa réactance intrinsèque énorme, et variable avec
> la fréquence.

pour couper les cheveux, pas avec la fréquence, mais avec la position angulaire

> transformer une bécane de base en super bio-groupe électrogène.

Pour ça il faudrait un moteur moyeu en générateur XD

Mais avec une dynamo donnée pour 6V 3W on a donc assez de puissance pour y voir, et plus on va vite plus ça éclaire fort et loin (ce qui est somme toute pratique !)

Ma lampe prend 6W max donc elle est au taquet à 25-30 km/h selon la dynamo. J'ai un bouton pour moduler la puissance du phare, le reste va dans les batteries.

Pour l'instant mes soucis principaux sont mécaniques, il faut que je trouve où et comment le fixer sur levélo. Je vais refaire un pcb avec toutes les petites modifs que j'ai faites sur le proto, et peut-être changer les dimensions...

A+

[Tropique]

hum la capacité en série avec la dynamo c'est classique, tu peux voir ça comme RLC série (extrait plus de puissance à la fréquence de résonance) ou parce que la capacité est une inductance négative (seulement à une certaine fréquence) qui compense l'inductance interne de la dynamo.

En fait j'ai mis une inductance négative (en software) puisqu'on peut mettre l'impédance qu'on veut... ça faisait partie du concept d'origine.

Une inductance négative ne me semble pas équivalente à un condensateur: en principe, elle peut annuler la partie inductive de l'impédance indépendamment de la fréquence, puisque sa réactance varie de manière homologue avec la fréquence.
Dans le cas d'un condensateur, la réactance varie en sens inverse, et il n'y a qu'une seule fréquence où la compensation est possible, celle où les deux valeurs de réactance se croisent, qui est la résonance.
Maintenant, il est possible que la compensation par inductance négative soit possible, et équivalente sur le plan énergétique, ce qui aurait des avantages puisqu'on n'est plus tributaire de la vitesse.
Par contre, avec une surcompensation, il peut y avoir des instabilités, ce qui est impossible avec un condensateur.

Ce qui marche vraiment très bien c'est d'adapter la partie "résistance" de l'impédance (virtuelle) à la vitesse du vélo.

J'ai l'impression malgré tout que c'est suboptimal: le module de l'impédance varie en fonction de la vitesse, mais cette variation est causée presque uniquement par la partie réactive: la résistance du cuivre reste identique à peu de choses près, et les pertes fer augmentent un peu avec la vitesse, mais elles doivent être très minoritaires.

Par contre l'inductance négative, ça marche moyennement car l'inductance de la dynamo est très variable suivant l'angle rotor/stator, entre 30 mH et 100mH, or si l'inductance totale du circuit est négative, ça oscille... donc il ne faut pas dépasser une certaine valeur. Ça augmente un petit peu les perfs ceci dit, pour quelques lignes de code en plus...

Cela tendrait à confirmer ce que je dis plus haut, mais en plus je crois que cette variation d'inductance ne devrait pas poser de problème: la résonance et les échanges d'énergie ont pour échelle temporelle la vitesse angulaire, et ce qui importe pour cela est la valeur moyenne de l'inductance.
J'ai l'impression que tu fais le PFC a une vitesse trop élevée, celle de la découpe, ce qui fait varier l'impédance de compensation à l'intérieur du cycle à basse fréquence, celle de la vitesse angulaire.
Cela doit causer des effets d'injection paramétrique qui me semblent difficiles à maitriser. Je crois qu'il faudrait au contraire essayer de créer une sorte de "volant d'inertie" virtuel, qui passe au travers de tous les "points durs" du cycle sans varier en vitesse.

certes ! mais d'une part, l'impédance de l'alternateur varie comme dit plus haut en fonction de la position angulaire, et si je me souviens de mes cours de HF, quand l'adaptation est parfaite, 50% de l'énergie est dissipée dans le générateur...

Oui, mais ce serait un cas extrême, quoiqu'aux petites vitesses, ce soit peut-être un mode de fonctionnement intéressant.
Mais pour la partie imaginaire, il est toujours avantageux de la compenser:
Si on se contente d'adapter le module de l'impédance du récepteur à celui de la source, alors que l'un est purement résistif et l'autre purement réactif (ce qui est ici une bonne approximation), on va améliorer les choses par rapport au cas complètement désadapté, mais on aura malgré tout encore une perte de 50% par rapport à l'optimum où
X_récepteur= -X_source.

Avec un redresseur, non (par définition) ; avec un pont en H, oui.

L'inductance négative (émulée avec un PWM) est utilisée en électrotech pour compenser les cos phi et autres joyeusetés...

Oui, effectivement, ça me parait clair maintenant.

Je vais mettre tout ça en creative commons, tu connaitrais un serveur (sourceforge ? bof... berlios ?) avec git ou svn où ça pourrait le faire ?

Non, je n'en connais pas. Tu peux éventuellement poser la question en informatique, ils auront peut-être des suggestions.

[bobflux]

> Une inductance négative ne me semble pas équivalente à
> un condensateur

Z = jLw
Z = 1/jCw = -j/Cw

Donc en régime sinus à une fréquence donnée il existe une valeur de C (=1/Lw²) qui produit la même impédance qu'une inductance négative -L. Donc on compense le cosphi d'un moteur (inductance L) avec un condensateur (taillé pour correspondre à -L à 50 Hz)

Evidemment ça ne marche pas si bien en conditions réelles (présence d'harmoniques) puisque dès que tu regardes en-dehors de la fréquence en question, le condensateur redevient un condensateur... c'est plus une devinette mathématique en fait.

il est possible que la compensation par inductance négative soit possible, et équivalente sur le plan énergétique, ce qui aurait des avantages puisqu'on n'est plus tributaire de la vitesse.

Oui, j'ai utilisé cela parce que c'est le plus simple.

> Par contre, avec une surcompensation, il peut y avoir des
> instabilités, ce qui est impossible avec un condensateur.

Exactement.

Comme je dispose du courant (mesuré) et que j'impose la tension, pour émuler un condensateur, je dois donc intégrer le courant (i=C dv/dt) ce qui pose un problème de décalage en continu : il faut y prendre garde, car envoyer une composante continue dans le générateur provoque bien sûr des pertes importantes.

> J'ai l'impression malgré tout que c'est suboptimal: le module de
> l'impédance varie en fonction de la vitesse, mais cette variation est
> causée presque uniquement par la partie réactive:

oui

> la résistance du cuivre reste identique à peu de choses près, et les
> pertes fer augmentent un peu avec la vitesse, mais elles doivent
> être très minoritaires.

je le pense aussi

> J'ai l'impression que tu fais le PFC a une vitesse trop élevée,
> celle de la découpe,

Effectivement, le PWM est à 15kHz et le cycle de calcul à 2 kHz environ (c'est un 8 bits...).

Cette fréquence (2 kHz) convient bien pour la partie résistive de l'impédance. Pour la partie réactive, si le paramètre "-L" rend le système instable, les oscillations se produisent autour de 500 Hz - 1 kHz, donc effectivement le problème est là.

> Je crois qu'il faudrait au contraire essayer de créer une sorte de
> "volant d'inertie" virtuel, qui passe au travers de tous les "points
> durs" du cycle sans varier en vitesse.

Oui, il faudrait mettre ça en équation, je ne suis pas au point sur les algos de contrôle par variables d'état...

J'ai pensé au fait que la réactance à émuler déphase de 90°, donc on pourrait simplement stocker l'historique des courants sur 1/4 de période dans un buffer FIFO, et piocher la valeur correspondant au décalage désiré.

Le courant mesuré est très précis car je l'échantillonne un coup dans un sens, un coup dans l'autre : la résistance de mesure est placée en haut du pont et l'échantillonnage synchronisé avec la conduction des MOSFET. L'offset sur la mesure du courant s'annule donc tout seul.

La tension imposée n'est par contre pas très précise : le Vcc varie au cours du cycle (puisqu'il s'agit de la tension sur le condensateur de stockage). J'échantillonne Vcc à chaque cycle et je calcule PWM = Vconsigne / Vcc.

Encore de la réflexion en perspective...

[Brice88]

Bonjour,
Tout d'abord bravo ! Voilà encore un concept vraiment très intéressant !
J'ai en tête plusieurs projets de "puissance" et un des points durs est la pré-régulation à cause des specs de la bobine qui devient par là même assez compliquée à trouver. Vos tests sont faits avec de "petits" transfos ; votre topologie (la version buck) peut-elle être utilisée pour une plage de variation de tension entre 0 et 60V et/ou pour des courants de plusieurs dizaines d'ampères ?
Merci d'avance,
Brice

[Tropique]

Vos tests sont faits avec de "petits" transfos ; votre topologie (la version buck) peut-elle être utilisée pour une plage de variation de tension entre 0 et 60V et/ou pour des courants de plusieurs dizaines d'ampères ?
Merci d'avance,
Brice

Une topologie est la matérialisation d'un principe, et la force d'un principe, c'est sa généralité: que la tension soit de 1mV ou 1KV, que le courant vaille 1mA ou 1KA, il reste valable, à condition de trouver des composants physiques adaptés.
Donc, il n'y a pas de limitations particulières.

Par contre, il faut tenir compte des particularités du fonctionnement, quelle que soit la puissance d'ailleurs.

Dans le cas du crypto-buck, la plage de fonctionnement "naturelle" est comprise entre V^ et V^/2 (V^ étant la valeur de crête de la tension AC).
Si l'on descend sous V^/2, la charge du condensateur de récupération ne peut plus s'équilibrer entre les phases de commutation, même en régime stationnaire.
Si l'on se contente d'aller juste sous V^/2, par exemple à 0.45*V^, on peut se contenter de laisser les composants "implicites" (parasites) faire l'adaptation.
Si on va sous 0.4*V^, l'écart devient trop grand et à chaque commutation, il y aura une pointe de courant accompagnée d'un stress inacceptable pour les différents composants.

Pour travailler dans le domaine 0<Vout<V^/2, il faut donc prendre des mesures spécifiques. Dans le circuit final: http://forums.futura-sciences.com/at...cryptocnvoegif une self L2 est ajoutée, et permet d'absorber la pointe de courant, et C2 est un condensateur non-polarisé de valeur suffisamment faible pour que la charge échangée à chaque cycle lors des sauts de tension reste acceptable.


Il s'agit de compromis: la valeur plus faible de condensateur signifie une tension plus élevée pour le transistor de commutation, et une self plus importante est plus encombrante et plus chère.


Une étude complète et détaillée du circuit et de ces compromis pourrait facilement fournir la matière au sujet d'une thése:
Il faut poser les équations différentielles correspondant aux différentes phase de fonctionnement, établir les conditions limites, les valeurs passerelles définissant le transfert d'une phase à l'autre, et à partir de cela, extraire les valeurs utiles, courants rms, tensions de crête, etc.
Un bon petit boulot.

Je n'ai fait qu'effleurer cette partie, j'ai donné un exemple fonctionnel pour des tensions et courants modestes, mais si on travaille à plus forte puissance, il serait nécéssaire d'approfondir un minimum le sujet, pour ne pas surdimensionner excessivement certains composants.

Il n'est pas indispensable de faire une étude théorique détaillée: on peut partir de quelques hypothèses simplificatrices, faire quelques calculs sommaires et mettre le tout en simulation, puis en test sur un proto de test, mais il faut faire quelque chose: si on traite des centaines de watts, on ne peut pas se permettre de négliger quelques points de rendement.


Mais moyennant des compromis bien choisis, c'est certainement une solution viable.

Si on se cantonne au domaine V^/2 à V^, là c'est direct, il n'y a même pas de compromis nécéssaire: il n'y a aucun stress.

[Tropique]

Bonjour,
Tout d'abord bravo ! Voilà encore un concept vraiment très intéressant !
J'ai en tête plusieurs projets de "puissance" et un des points durs est la pré-régulation à cause des specs de la bobine qui devient par là même assez compliquée à trouver. Vos tests sont faits avec de "petits" transfos ; votre topologie (la version buck) peut-elle être utilisée pour une plage de variation de tension entre 0 et 60V et/ou pour des courants de plusieurs dizaines d'ampères ?
Merci d'avance,
Brice

A titre d'exemple, voici une des simus "bricolée" avec un transfo sortant ~70V crête (pour pouvoir sortir 60VDC) et chargée par 15A.
Les composants sont inadaptés évidemment mais cela illustre la possibilité de "porter" le design vers des puissances supérieures avec quelques redimensionnements de composants.
Ici, la tension de sortie est réglée vers 8V, on est donc très largement dans la plage de fonctionnement "contrainte".
La tension d'ondulation est de ~1V càc (elle serait normalement de 6.5V avec un circuit traditionnel travaillant dans des conditions équivalentes).

[Brice88]

Une topologie est la matérialisation d'un principe, et la force d'un principe, c'est sa généralité: que la tension soit de 1mV ou 1KV, que le courant vaille 1mA ou 1KA, il reste valable, à condition de trouver des composants physiques adaptés.

Je suis entièrement d'accord avec vous.
C'était pour m'assurer que la topologie de "crypto-convertisseurs" ne présentait pas de limites techniques dues aux caractéristiques des composants existants (et vendus).

La tension d'ondulation est de ~1V càc (elle serait normalement de 6.5V avec un circuit traditionnel travaillant dans des conditions équivalentes).

Le circuit "traditionnel" est un pont de diodes + (gros) condo ?
Merci encore.