Objectif ppm

[Tropique]

Hello

Me revoici pour développer un autre aspect de la classe BS: ici, il s'agira d'arriver à une linéarité exceptionnelle, en utilisant les circuits "BS" dans un rôle supplémentaire: une linéarisation par une contre-réaction locale.

Voyons le principe dans "ultraB":
Les principes généraux sont les mêmes que dans la version symétrique de la classe BS. La différence essentielle est que les transistors de contrôle des bases ne sont plus connectés directement, base à base, aux transistors de sortie. Ici, la base de Q2 ou Q4 va directement à la sortie, via des diodes qui ne servent qu'à de la translation de tension; ce qui ne change pas, ce sont sont les diodes d'antisaturation D1 et D6, qui vont toujours sur ces bases.
Le résultat est donc fonctionnellement très proche du circuit initial, même si ce n'est pas immédiatement apparent.

Il y a en plus un certain nombre de diodes, dont voici le rôle: D3 et D4 maintiennent la tension interbases à une valeur "sûre", mais pas excessive, comme dans l'ancien circuit.
D7 et D8 permettent l'attaque en "totem-pole" des bases de transistor pour gagner en vitesse: pour Q1 p.ex., alors que la conduction est assurée par D6, le blocage actif est effectué par D8 et D4, lorsque Q2 est conducteur pour les alternances négatives.
Ces modifications permettent de linéariser et d'accélérer l'étage, sans changer le fonctionnement général en mode "BS". La seule vraie différence est que le transistor inactif, en attente, ne reçoit plus de courant de polarisation permanent. On peut peut-être le regretter, mais en fait cela ne semble pas avoir la moindre influence sur les performances.

Parlons-en d'ailleurs:
Comme on le voit, la linéarité est meilleure que le millième de %. Un petit mot à propos de la terminologie: à partir de maintenant, je vais parler de linéarité plutot que de distorsion, et cette linéarité sera exprimée en ppm, car il n'est pas commode de manipuler des millièmes ou des dix-millièmes de %.
Pourquoi "linéarité"? A de très bas niveaux la mesure effective de la distorsion devient délicate: les distorsiomètres mesurent en réalité tout ce qui n'est pas la fondamentale, et pas seulement les harmoniques. Comme les amplis n'ont pas un rapport S/N infini, il y a un moment où le bruit devient prépondérant.
Pour caractériser correctement un ampli, il faut donc pouvoir distinguer les deux. La connaissance de la linéarité est intéréssante en elle-même, car elle donne des informations sur la santé et la validité de l'ampli, même si à une fréquence particulière elle ne cause qu'une distorsion inférieure au plancher de bruit de l'ampli.
Ici, la linéarité est donc un peu meilleure que 10ppm, ce qui est déjà assez encourageant pour un étage isolé, sans CR globale.
Les autres caractéristiques également sont inhabituelles: la vitesse, en particulier, est foudroyante, et laisserait les challengers éventuels, BJT ou même MOS, loin derrière dans la poussière. D'ailleurs, il n'est plus vraiment question de contexte audio, puisque la bande en petits signaux est de 140MHz, à -1dB.
Certains amplis d'antenne FM n'arrivent pas à ce niveau...
La bande en puissance est forcément plus modeste, mais atteint tout de même 20MHz, ce qui devrait suffire à donner des sensations au tweeter le plus blasé.
L'impédance de sortie est de 5.5 milliohm. On peut donc estimer que cet étage se comporte à peu près comme une dizaine de cm de fil de cablage. Il y a cependant une différence importante par rapport à un fil: le gain en courant, qui est loin d'être négligeable.

Dans la suite, nous verrons comment nous rapprocher de notre objectif, et comment utiliser ces concepts dans des circuits moins "didactiques".
A+
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[Tropique]

Avant de continuer, faisons un petit point de la situation:

Pour arriver à notre objectif, il faut encore une réduction de 10X des défauts, soit 20dB. Ce n'est pas suffisant cependant: ici, nous en sommes à un gain unitaire, et si l'on veut que ces performances soient tenues jusqu'au gain arbitraire de 11X choisi pour cette série, il faudra encore 20dB(+) de plus.
Ce n'est pas tout.
S'il s'agit d'un ampli audio, ces performances doivent s'appliquer de 20Hz à 20KHz.
Si l'on part du principe que cette linéarisation sera faite grâce à l'adjonction d'un bloc de gain compensé par pôle dominant, il faudra multiplier le produit GBW par 10 x 11 x 20: un peu plus de 2000.
Autrement dit, si cet étage est inclus dans la boucle de CR d'un ampli "parfait", il faudra que celui-ci ait un produit gain-bande minimal de 2,5MHz.
Donc, adieu fidèle LM324... J'aurais aimé pouvoir l'inclure dans ce projet, mais là, ça devient vraiment difficile: non seulement ses performances isolées sont déjà inférieures aux exigences requises, mais son produit gain-bande de 1MHz, n'est pas suffisant non plus. Il va falloir utiliser une bête de course, ou faire l'ampli en discret.
Les deux options sont viables, dans un premier temps j'explorerai la voie des AOPs tout faits, la suite dépendra de facteurs divers.....

Quelques réflexions concernant UltraB:
Il ne faut pas trop se focaliser sur les chiffres exacts, mais plutot sur l'ordre de grandeur, qui est réaliste. Les valeurs exactes de performance vont dépendre de beaucoup de facteurs, incluant le type exact de transistor, leur appariement, le degré de (non) polarisation, etc. Dans les faits, une variation d'un ordre de magnitude est possible et normal, mais on est ici en boucle ouverte; on va normalement utiliser un gain de boucle suffisant pour gommer ce genre de variation. Les valeurs quelque peu "arbitraires" de tension d'alim, impédance de sortie, etc, ne doivent pas non plus inquiéter: elles traduisent surtout un manque d'inspiration de ma part mais n'ont pratiquement pas d'influence sur les résultats effectifs. Les transistors utilisés pour la simulation sont des moyenne puissance, avec un PNP "synthétique", complément idéal du NPN, inclu uniquement pour la facilité. Les transistors "réels" du proto sont des BD943 et 944, ayant une puissance nettement plus confortable, mais des aptitudes en fréquence beaucoup plus limitées. A part des valeurs de Vbe abaissées, il ne semble pas y avoir de divergences notables par rapport au modèle.
Cela dit, cet ampli n'est évidemment pas limité aux applications audio; en fait, en ce qui me concerne, le but est plutot ailleurs: disposer d'un bon ampli d'instrumentation de puissance, pouvant fonctionner en alim 4 quadrants, driver de transducteur, ou autre, et dans ces domaines, tous les cas de puissance ou de bande passante peuvent se présenter. Une bande de plus de 100MHz à une puissance limitée à quelques watts n'a donc rien de ridicule.

D'autre part, à ce stade-ci, je vais dépendre de la simulation pour les chiffres donnés: je n'ai pas pour l'instant la possibilité de mesurer moins de 0,001% de distorsion avec une certaine précision, et je ne peux qu'estimer la présence ou l'absence d'une distorsion de 0,0001% (et encore, de manière différentielle).
Donc, l'objectif du ppm est assez flou dans les faits, du moins pour l'instant, mais je compte construire les éléments nécéssaires pour faire des mesures sérieuses en-dessous du ppm. Cela peut paraitre difficile, mais en fait il suffit de travailler de la même façon que les simulateurs, qui estiment la distorsion en mesurant la valeur des produits d'automodulation de la fondamentale. Cette façon de faire élimine de-facto le bruit et autres choses n'ayant rien à voir avec la distorsion proprement dite.
Pour l'instant en tous cas, il ne semble pas que la simulation et la réalité divergent de manière significative, et les résultats que je vais publier seront issus de simulation, sous réserve de confirmation physique ultérieure.

Quelques réflexions à propos de la topologie en elle-même.
L'entrée de l'étage se fait sur les émetteurs de Q2 et Q4. Comme il s'agit d'un circuit "didactique" (bien que parfaitement fonctionnel) l'attaque se fait d'un seul côté, l'autre étant couplé par un condo de forte valeur. C'est plutot inélégant, et il semble évident qu'une attaque symétrique serait préférable.
Il semble par exemple, qu'une attaque classique, par deux sources de courant, puisse donner toute satisfaction.
Ce n'est pas le cas.
L'étage et ses controles de base a une impédance d'entrée sévèrement non-linéaire, et ce problème serait exacerbé par une attaque en courant.
Pour conserver les performances affichées, il est indispensable de recourir à une attaque en tension, extrêmement rigide. Il faut que cette attaque se fasse simultanément sur les deux émetteurs, or le décalage de tension entre ces émetteurs va dépendre de facteurs divers, dont la température.
On se retrouve avec un problème qui rappelle celui de la classe B ou AB classique, à quelques détails près.
Avons-nous simplement déplacé le problème de la polarisation de l'étage de puissance vers le driver?
Vous le saurez en lisant le prochain épisode d'Objectif ppm......

[Tropique]

La version symétrique.

Voyons quelle solution a été apportée aux problèmes soulevés dans le post précédent.

Pour résumer:
Il faut attaquer les deux émetteurs, de façon parfaitement simultanée et synchrone, avec une impédance de source négligeable.
Sur UltraBsym, on peut voir une possibilité de solution: c'est globalement la base d'UltraB, mais quelque peu épurée, et surtout avec le décalage de potentiel complémentaire réalisé par les résistances R6 et R7, plutot que par des diodes.
Cet arrangement ne change rien aux principes, puisque la polarisation s'effectue par des sources de courant.
La chose importante est que de petites résistances supplémentaires ont été insérées en série: R2 et R3. Elles échantillonnent le courant de collecteur des predrivers, et permettent d'ajuster le potentiel de décalage des bases, tâche extrêmement importante, puisque là non plus il n'y a pas de résistance d'émetteur permettant de rattraper des décalages.

Analysons le fonctionnement:
Supposons, que suite à une perturbation, l'équilibre de courant entre Q4 et Q5 se modifie et rend le courant dans Q5 excessif; le supplément de courant va provoquer une augmentation de potentiel aux bornes de R3, ce qui va "resserrer" la tension interbases de Q3/Q4. Ceux-ci vont donc prendre une plus grande part du courant délivré par les sources de 50mA que Q5/Q6, dont la tension interbases est fixée par D1/D2.
Le circuit va donc adapter la différence entre Q3 et Q4 pour garder le fonctionnement de l'ensemble en régime linéaire.
C'est du moins ce qu'une analyse sommaire permet de conclure.

Si l'on va plus loin dans les détails, les choses sont moins roses.
Le cas précédent, analysé de manière plus critique, montre que l'augmentation de Ic/Q5 provoque une diminution de Ic/Q6; cette diminution cause l'augmentation du potentiel de base de Q4, et donc.... une augmentation du courant de Q5.

Il y a une contradiction apparente: selon la manière d'analyser le circuit, on aboutit à deux conclusions, qui sont non seulement différentes, mais même plutot opposées.
Quelle est la "bonne" solution? En fait, les deux sont correctes mais chacune dans leur contexte et dans leur domaine de validité. Le circuit n'est pas aussi simple qu'il n'y parait, et pour l'analyser de façon correcte et complète, il faut le voir sous un aspect multidimensionnel qui sera détaillé par la suite.

Le fait est que le circuit fonctionne effectivement, que ce soit dans la simulation, ou dans son incarnation physique avec de "vrais" composants.
Cependant, il y a dans les deux cas des problèmes liés à ses deux faces: c'est le Janus des amplificateurs, et selon la face qu'il montre, il sera stable ou instable.
C'est incontestablement le gros problème de cette topologie, et je n'ai pas encore trouvé de moyen simple et élégant de le surmonter.
Il est cependant possible de s'en accommoder, et s'il est bien compris il est parfaitement possible d'arriver à d'excellents résultats: la simulation le montre, on en est ici à moins de 8ppm de non-linéarité en boucle ouverte (chiffre purement indicatif).
Dans la suite, nous verrons comment décoder les aspects (apparemment) contradictoires de ce circuit, et nous examinerons d'autres solutions, moins élégantes, moins symétriques, mais aussi moins problématiques et presque aussi performantes.

A bientot

[BastienBastien]

Bonsoir,

C'est incontestablement le gros problème de cette topologie, et je n'ai pas encore trouvé de moyen simple et élégant de le surmonter.

Alors picoles quelques heures et ça viendra.

[A voir en vidéo sur Futura]

[Tropique]

Bonsoir,



Alors picoles quelques heures et ça viendra.

Ca fait des années que je paie de ma personne (pour la bonne cause, naturellement), et ça ne vient pas.
Mais je ne me décourage pas, suivant en cela les enseignements du Sar Rabindranath Duval.

Continuons,

Selon la façon dont on analyse le circuit de stabilisation des bases, on arrive soit à la conclusion qu'il fonctionne comme prévu, soit qu'il est le siège d'une réaction positive qui le rend inopérant.
Pour réconcilier ces deux aspects, il faut analyser le circuit selon deux directions simultanées et orthogonales.
La première direction est celle du signal normal, horizontale et allant de gauche à droite, de l'entrée vers la sortie.
L'autre est celle de la polarisation de bases, et est verticale.
Dans un ampli idéal, ces deux signaux et leur boucles de controle respectives sont rigoureusement orthogonales et ne se connaissent pas mutuellement: le fait de changer la polarisation des transistors ne doit pas influencer la sortie, et de façon analogue, l'amplitude du signal "noble" ne doit pas perturber les conditions de polarisation.
C'est la situation idéale, dans les amplis réels, la séparation est plus ou moins effective.
Ici, dans la deuxième analyse, on examine ce qui se passe dans la boucle de controle verticale, considérée comme isolée: on a vu qu'une augmentation de Ic/Q5 finissait par s'autoentretenir suite à une réaction positive. Vu de façon globale, l'effet de cette dérive va être de translater la totalité des potentiels du circuit de controle dans une direction. Mais ce n'est pas possible, car la boucle horizontale veille, et elle va corriger les dérives de niveau globales.
En définitive, le circuit va donc bien fonctionner comme dans la première analyse, mais uniquement grâce à l'action de la boucle de CR principale, horizontale, qui va maintenir le point neutre du circuit de polar à sa valeur correcte, et l'obligera à effectuer ses corrections de manière symétrique, autour de ce même point neutre.

En résumé, la boucle secondaire est tributaire de la boucle principale pour fonctionner correctement.
Cela a-t-il des inconvénients, à part celui d'être intellectuellement insatisfaisant?
Oui, malheureusement: le problème principal est lié à la stabilité des asservissement. Pour que les circuits ne s'emmêlent pas les pinceaux, il faudra que la boucle principale soit suffisamment rapide par rapport à l'asservissement de polarisation.
Or, c'est en général le contraire qui se passe: les petites boucles de controle local sont beaucoup plus rapides que l'asservissement global.
Il faudra donc essayer de ralentir le circuit de polarisation et d'accélérer le circuit global. C'est tout à fait contre-intuitif, mais des essais sur le proto confirment bien la théorie: quand l'ampli de tension principal est un AOP d'usage général, comme le TLO71, il faut incorporer divers réseaux de stabilisation pour supprimer les oscillations parasites, alors que si un ampli rapide est utilisé, LM318 p.ex., le circuit "nu" est parfaitement stable.

Pour éviter d'affronter ces difficultés, on peut se contenter d'une version "allégée", asymétrique, qui permet des performances suffisantes au prix de quelques inconvénients: voir ultraBasym.
C'est suffisant pour atteindre l'objectif fixé, puisqu'on en est ici à une linéarité de 0.6ppm, mais c'est moins bon que ce qu'autorise la version symétrique. En plus, le courant de repos est pratiquement doublé. La vie est faite de choix douloureux....

[Tropique]

Comment utiliser ces circuits?

La façon "normale" est de les employer comme étages de sortie à gain unité, avec un ampli de tension pour fournir le gain et amener la linéarité au niveau désiré. Il y a déjà eu un exemple pour la version asymétrique, en voici un de plus : PPMsym.
Il est évident que l'ampli de tension doit se montrer à la hauteur: avec un LM324, p.ex., il y a une dégradation par rapport à la linéarité initiale de ~10ppm en boucle ouverte.
Pour pas mal de simulations, je me suis basé sur le LT1056: c'est la version LT du LF356, mais ce n'est pas exactement une seconde source. C'est un peu comme de comparer de la sauce tartare venant de chez Mac-Fast avec celle de chez Fauchon: à part la dénomination, pas grand chose en commun. Linear se spécialise dans l'électronique de haut de gamme, et ça se voit dans ses "équivalents".
J'ai essayé "physiquement" des 356 de sources diverses, avec d'une manière générale un résultat assez catastrophique (toutes proportions gardées bien sûr). Pas besoin d'un distorsiomètre bien performant pour s'en rendre compte: les valeurs dépassaient allègrement les 50ppm, principalement de l'harmonique 5.
C'était bien inhérent au 356, puisque le même circuit employé en configuration inverseuse donnait une distorsion plus de 10X plus faible. C'est donc la tension de mode commun sur les entrées qui est en cause. Le problème est documenté, mais pour des impédances d'entrée assez élevées, dans les dizaines de K. Ici, avec les valeurs du diviseur de CR, je pensais être à l'abri, mais clairement, il y a d'autres phénomènes à l'oeuvre que la non-linéarité des capacités de jonction: la tension de CM à elle seule suffit à causer des distorsions, et le problème se retrouve sur tous les AOP à entrée Fet de qualité courante.
Avec un LM318, qui est un ampli industriel rapide, plutot bruyant et pas spécialement apprécié pour ses qualités audio, la distorsion est pratiquement au niveau du plancher de bruit.
Lorsque j'aurai upgradé mes capacités de mesures, je ferai des tests avec des 5534, AD797 et autres (j'ai déjà fait des tests, mais la distorsion n'est pas mesurable).

Pour ceux qui sont allergiques à la contre-réaction, il est possible d'utiliser ces circuits tels quels, sans les inclure dans la CR globale: la distorsion moyenne, de l'ordre de 10ppm est plus faible que celle affichée par nombre d'amplis en classe A, avec contre-réaction.
Pour ma part, je pense que pour de l'audio, c'est une ânerie, mais il y a d'autres domaines où ça peut se montrer utile: en boucle ouverte, le circuit peut tolérer pratiquement n'importe quelle charge réactive, et n'est donc pas soumis aux contraintes des amplis "normaux", même sans réseau de Zobel.

Quelques mots à l'intention des candidats constructeurs:
Il ne faut se souvenir de la vraie nature de ce circuit: c'est de la classe B en commutation "dure"; on aurait tendance à l'oublier à la vue des oscillogrammes et des chiffres de distorsion, mais c'est pourtant le cas. J'ai d'ailleurs inclus une forme d'onde autre que la sortie sur l'oscillogramme, pour le rappeller aux distraits. C'est donc un circuit "audiophiles non-admis".
Au niveau de la sortie, c'est absolument indétectable, même avec un bon oscillo analogique. Même avec les possibilités de zoom infinies du simulateur, il est très difficile de voir quelque chose: c'est à peine si l'on distingue un soupçon de quelque chose près du passage au zéro. Dans le résidu du distorsiomètre, ça devient visible, mais l'énergie est faible comparée au bruit et autres distorsions.

Il faut aussi être conscient que ce circuit a, en plus de sa linéarité, une autre caractéristique remarquable: une bande passante redoutable.
Dans le premier exemple, avec des transistors moyenne puissance, de vitesse moyenne, on dépassait largement les 100MHz. Ce peut être considéré comme un avantage, mais il faut être très prudent: si le cablage autour des transistors de sortie est susceptible de fonctionner en oscillateur 100MHz, il oscillera.
Il faut soigner le cablage et les découplages, faire voisiner aller et retours des courants, etc, etc.
Et "bon découplage" ne signifie pas jeter des condos de découplages de façon anarchique dans tous les coins: c'est le meilleur moyen de créer un enchevêtrement inextricable de boucle résonantes à basse impédance. Il faut découpler peu, mais bien, et éventuellement "casser" les chemins à basse impédance avec des résistances de qques ohms ou des petites selfs à faible Q.
En gros, des techniques VHF.
En prenant des transistors plus "paisibles", genre 2N3055, on aura moins de difficultés, mais le problème ne doit pas être sous-estimé: mal construit, le circuit peut facilement osciller à une fréquence supérieure à la fréquence de transition des transistors.
A+

[Tropique]

Je reprends, après une petite période d'hibernation...

D'une part j'avais pas mal de boulot, et d'autre part, je suis en train de mettre au point les méthodes de mesures permettant d'évaluer les performances de ces circuits, sans faire appel à des "usines à gaz" ou des moyens financiers démesurés.

J'ai commencé par la version asymétrique, c'est celle qui est la moins linéaire, et devrait donc être plus facile à mesurer.
Le circuit réel est quasiment celui de ultraBasym. Les différences sont au niveau des transistors, qui sont des BD433 /BD434, de la connection entre l'AOP et la base du transistor d'entrée qui se fait via une résistance de 1K pour décourager les instabilités, et de découplages qui ont été rajoutés sur l'AOP.
Pour celui-ci, divers modèles ont été essayés, le NE5534 donne de bons résultats.
Intéréssant de voir quelles performances il est possible d'atteindre avec une petite bidouille tenant sur une plaque à trous de 3.5 X 5cm, et une pincée de composants courants et bon marché.

La stratégie de mesure est la suivante:
L'ampli est alimenté, chargé, et attaqué par un signal de mesure. Un soustracteur passif ajustable effectue la différence entre sortie et et entrée, et le signal isolé et amplifié est envoyé sur un distorsiomètre.
Dans ces conditions, la distorsion équivalente mesurée est de 2ppm. Quand il n'y a pas d'ampli dans le circuit, la valeur est identique. Elle est causée par la distorsion résiduelle du générateur, et les bruits divers ramassés à gauche et à droite, résidus à 50Hz et 100Hz + bruits HF divers provenant de SMPS, lampes économiques, etc
Pour la suite, j'ajouterai un certain nombre de filtres sélectifs centrés sur les harmoniques principales, à 2f, 3f, 5f et 9f. Si les niveaux correspondent à ceux prévus par la simu, celle-ci pourra être considérée comme validée.

A bientot...

[Tropique]

Voici un petit rapport d'avancement intermédiaire.

J'ai quelques difficultés avec mes appareils de mesure, et je suis pour l'instant incapable de donner des résultats fermes et définitifs.
Voici cependant quelques chiffres, qui pour être extrapolés, n'en sont pas moins intéréssants.

Sur "ppmAsym", il y a la version pratique de la maquette (à l'exception du LT1056 qui est remplacé par un NE5534).
La distorsion de sortie est difficilement mesurable, par contre, à l'entrée du buffer, sur R9, on a une image "négative" de la distorsion du buffer: l'AOP prédistorsionne ce signal pour qu'à la sortie finale les défauts soient compensés.
L'avantage est que le buffer fonctionne dans ses conditions et son environnement normal, et la valeur mesurée à cet endroit est fiable et représentative.
Ici, les non-linéarités sont inférieures à 30ppm. Le produit GBW du 5534 étant de 10MHz, le gain de boucle disponible à 1KHz est de 1000 environ, ce qui amène les non-linéarités en sortie finale à une valeur théorique de 0.03ppm.
Cette valeur ne sera pas atteinte dans les faits: le 5534 lui-même a un plancher supérieur à cette valeur. Cependant, utilisé avec une charge négligeable, comme ici, son plancher est sensiblement inférieur au ppm.
Le résultat global est donc également inférieur au ppm, du moins dans la bande audio: au-delà de 20KHz, le gain de boucle diminue et les non-linéarités vont repasser au-dessus du ppm.
Ces valeurs restent à confirmer par une mesure directe, mais la méthode d'extrapolation utilisée permet de prévoir les résultats avec une bonne confidence.
A+

[Tropique]

Me revoici, avec quelques résultats intermédiaires (et toujours fragmentaires).

Il s'agit d'une part de la visu du résidu de distorsion de la version asym, et d'une estimation (encore!) de la distortion finale.

Sur dist asym 1 et 2, on voit le résidu du distorsiomètre dans la gamme 0.01%; en plus le gain est poussé, ce qui se remarque au bruit présent. On voit également très bien les artefacts de commutation à chaque passage à zéro.
Cependant, malgré leur visibilité à l'oscillo, ces artefacts n'influencent pas la lecture de THD. En fait, leur énergie est bien inférieure à 1ppm.
L'estimation a été faite en poussant le gain en boucle fermée à 100X sa valeur nominale; dans ces conditions, la distorsion globale, AOP, étage de puissance, etc, devient mesurable et s'établit à 70ppm. Cela se traduit par 0.7ppm de distorsion pour l'ampli complet.
Il est intéréssant de noter que l'essentiel de cette distortion est due, non à ce qui est visible sur l'écran (et qui est vraisemblablement de l'ordre de 0.1ppm), mais à de plus classiques distortions, principalement d'ordre 3 et un peu de 2 et de 5.

Les non-linéarités sont donc détectables et visibles, si des moyens suffisants sont employés, mais qu'en est-il de leur audibilité?
Je ne me prononcerai pas formellement sur le sujet, je me contenterai de donner donner des pistes et des sujets de réflexion dans la suite.

Petite remarque en passant: les impulsions visibles lors des passages à zéro ont toujours la même polarité, quelque soit le sens du passage. Je dois avouer que jusqu'à présent, je n'en ai pas compris la raison et si quelqu'un a une idée, elle est bienvenue....

A bientot