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[Terminé] Un tangente-deltamètre

  1. Tropique

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    juin 2005
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    [Terminé] Un tangente-deltamètre

    Ce projet mérite probablement une introduction:


    D’abord, qu'est-ce qu'un tangente-deltamètre???

    C'est un instrument qui mesure la tangente de l'angle de perte des condensateurs.

    A quoi cela peut-il servir?

    Cela mesure l'aptitude d'un condensateur à fonctionner comme le modèle idéal: une impédance purement réactive, donc non-dissipative, dont le courant et la tension sont parfaitement en quadrature. L'appareil va mesurer les déviations par rapport à cet idéal théorique et les présenter sous l'un des formats communément utilisés pour caractériser cet aspect des condensateurs: la tangente de l’angle de perte. L’angle de perte est la différence entre le déphasage U/I introduit effectivement par le condensateur, et la valeur idéale de 90°.

    Mais encore?

    Lorsqu'un condensateur n'est pas parfait, ses défauts vont avoir un impact sur le circuit dans lequel il est employé: les échantillonneurs/bloqueurs et convertisseurs A/D vont perdre en précision à cause de l'absorption diélectrique, les circuits accordés auront un Q diminué de par la puissance perdue, les découplages seront moins efficaces à cause de la résistance série, et tout ce qui est déphaseur, filtre, etc, verra son comportement diverger de la théorie. Tous ces phénomènes sont englobés par la tangente delta: un certain nombre d'effets ont un impact sur ce paramètre, et sont fréquemment caractérisé de manière spécifique, en fonction du domaine d'application: en RF, on s'intéressera au Q, en électronique de puissance, ce sera souvent la résistance série (appelée, souvent à tort, ESR), et pour le traitement et la conversion de signal, on s'intéressera plutôt à l'absorption diélectrique.
    Il est en principe possible de convertir n'importe quel type de format en n'importe quel autre, mais souvent, lorsque cette donnée est présentée sous un format, elle n'inclut que la source de pertes de ce format, sans convertir et assimiler les autres causes de perte.
    Pas clair tout ça? Il vaut mieux prendre un exemple, assez typique de cette façon de faire:

    La résistance série.
    Si l’on regroupe l’ensemble des pertes dans une résistance en série avec un condensateur idéal, on obtient le schéma équivalent SERIE et son diagramme vectoriel associé.
    On voit que la présence de la résistance introduit une tension (en rouge), dont l’effet est de décaler la tension aux bornes du condensateur (en bleu) par rapport à la tension totale aux bornes du dipôle. Ce déphasage se retrouve dans le courant, qui n’est plus parfaitement en quadrature avec la tension U : c’est là qu’apparaît l’angle delta.
    Un peu de trigonométrie montre que le rapport entre Ur et Uc, et donc R et Xc vaut notre tangente . Il faut remarquer que R n’a normalement pas d’existence physique (sauf dans l’hypothèse où l’unique source de pertes est la résistance série, ce qui est improbable). C’est la raison pour laquelle elle est baptisée ESR : c’est une valeur équivalente.
    Tangente vaut donc R/Xc, mais si on s’intéresse plutôt à la résistance parallèle (résistance d’isolement p.ex.), elle vaudra Xc/Rp. On peut donc convertir cette résistance // en résistance série, pour l’additionner à l’ESR, dont elle est une composante : R’=X²c/Rp.
    Cela peut avoir l’air paradoxal : on met une résistance en parallèle avec le condensateur dont on est en train de mesurer l’ESR, et on voit celle-ci augmenter….. du moins idéalement. Parce que, souvent, dans les faits, on verra l’(E)SR diminuer, comme on s’y attendait intuitivement (et erronément).
    La cause de ce micmac ? Les petits appareils simplifiés de mesure d’ESR mesurent en fait la SR, la résistance série, voire même l’impédance série, sans démêler parties réactives et réelles.
    Ce qui peut donner lieu à d’intéressants paradoxes : un condensateur de 1µF au polypropylène ayant une ESR de 10milliohm aura un moins bon score qu’un chimique de 100µF ayant 100milliohm d’ESR.

    Voici quelques formules permettant de passer d’une représentation à l’autre :



    A l'heure actuelle, la fonction de deltamètre est incluse dans les RLCmètres d'un certain niveau, les diélectrimètres, les analyseurs de réseau, donc des appareils plutôt complexes et coûteux (si l’on exclut les mesureurs d’ESR).
    L’instrument proposé ne va offrir que cette fonction, pour un coût et une complexité abordable.
    Ce n’est cependant pas un projet destiné aux débutants : déjà, un débutant n’a que faire de ce type de mesure, et ensuite, la réalisation demande plus que des compétences de base pour être menée à bien.

    Méthodes de mesure
    Pour mesurer la dissipation d’un condensateur, deux types de techniques sont habituellement utilisées (laissons de côté les mesures plus ciblées du Q, de l’ESR et de l’absorption diélectrique).
    La première, dérivée des ponts de mesure traditionnels, consiste à comparer le condensateur testé à une référence-étalon, ayant des pertes très faibles, et connues. Elle exige donc un certain nombre de condensateurs spéciaux, à faibles pertes. Ces condensateurs sont difficiles à se procurer et hors de prix, et ne trouvent leur place que dans des appareils de labo de haut de gamme.
    La seconde consiste à créer synthétiquement une référence en quadrature, qui émule le comportement d’une réactance idéale. Une démodulation vectorielle permet alors d’extraire la composante dissipative. Le signal en quadrature peut-être généré de manière digitale dans le cas d’un appareil complet, ou recréé par une PLL lorsque le signal de test est généré de manière externe.
    La technique mise en œuvre ici est différente : elle est plus simple et plus directe, et consiste à mesurer directement le déphasage entre la tension et le courant. C’est donc une mesure absolue, qui ne requiert pas de référence, que ce soit sous la forme d’un composant ou d’un signal.
    Voir schéma SYNOPTIQUE :

    A suivre…

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  2. Tropique

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    Re : [En cours] Un tangente-deltamètre

    .
    .
    Fonctionnement (voir synoptique) :

    Le signal de mesure est généré par un oscillateur à pont de Wien tout à fait classique. La fréquence choisie est de 1KHz, valeur passe-partout entre le domaine électrotechnique à 50Hz et les circuits à découpage à >20KHz. C’est souvent la fréquence choisie pour caractériser les condensateurs d’usage général dans les datasheets.
    Ce signal est appliqué à un différentiateur dont le condensateur testé (C.U.T.) est l’élément réactif. L’élément résistif du différentiateur est rendu variable, pour pouvoir conserver le signal de sortie dans une dynamique acceptable sur toute l’étendue de mesure (100pF à 1µF nominal).

    Les amplitudes d’entrée et de sortie sont comparées de manière à indiquer sur des LEDs s’il est nécessaire de modifier la résistance.
    Les signaux d’entrée et de sortie sont ensuite digitalisés par des comparateurs, et ces deux créneaux (théoriquement déphasés de 90°) sont appliqués à un comparateur de phase.
    Après soustraction d’un offset correspondant à 90°, le résultat est filtré, amplifié d’un facteur variable correspondant à la gamme de mesure choisie, et envoyé sur l’afficheur.

    A ce stade, on peut remarquer que le paramètre mesuré n’est pas la tangente delta, mais bien son argument : il manque, en théorie, un bloc de conversion trigonométrique. En pratique cependant, cet appareil est destiné à mesurer principalement des condensateurs ayant des pertes relativement faibles, et on sait (si on ne l’a pas oublié!) que pour de petits angles, ~= tan .
    La gamme la plus élevée de ce deltamètre est de 0.2, et dans ces conditions, l’erreur est à peine supérieure à 1%. Et pour les condensateurs atteignant ce niveau de pertes, une erreur de 10% serait sans grande importance : ce seront des électrochimiques, ayant une grande variabilité.
    Pour être complet, on peut également préciser que l’approximation des petits angles s’applique également au sinus, ce dont nous ne nous soucierons pas beaucoup, mais aussi ipso facto au cosinus de l’angle complémentaire de delta, ce qui fera plaisir aux électrotechniciens, puisqu’il s’agit de phi.

    Tout cela a l’air remarquablement simple et direct, et certains auront peut-être leur moment : « mais bon sang, mais c’est bien sûr ! », en se disant que durant toutes ces années, on s’est embêté avec des méthodes de mesure compliquées, coûteuses et biscornues. La réalité, c’est qu’il faut se méfier un peu de ce genre de « bonnes idées » : en fait, à peu près chaque élément du schéma-bloc est piégé et ne demande qu’exploser à la figure de l’électronicien confiant et naif qui se hasarderait à les implémenter sans précaution.

    Voici un premier aperçu des difficultés qui nous attendent en pratique :

    • Le sinus de référence ne peut pas être la première « patatoïde » venue : la phase des signaux va être mesurée à partir des passages à zéro, et si ces passages sont déplacés à cause d’une déformation, cela causera une erreur de mesure. Et il ne faut pas croire que les erreurs seraient compensées du fait que les deux signaux comparés proviennent de la même source : l’un est différentié, et ses harmoniques sont suramplifiées d’un facteur égal à leur rang.
      Il est donc impératif d’avoir un sinus d’excellente qualité, à très faible distorsion. Ici, elle est un peu supérieure à 0.001%, ce qui ne pose pas de difficulté insurmontable, mais nécessite quand même des circuits soignés.
    • Autre difficulté, le différentiateur : on apprend à l’école que le circuit est instable, et ne peut pas être implémenté tel quel ; en pratique, la situation n’est pas aussi tranchée, mais il faut malgré tout utiliser des ruses pour arriver à garantir sa stabilité sans le dégénérer (il faut que cela reste un différentiateur parfait et idéal sous peine de causer des erreurs).
    • Ecueil suivant, les comparateurs : leur temps de propagation n’est pas nul, ce qui est compréhensible, mais il est aussi variable en fonction de l’overdrive, ce qui est vraiment gênant. Un délai constant ne causerait pas de souci, puisque les deux voies se compensent, par contre si l’une est plus rapide que l’autre, elle fera apparaître un déphasage parasite. La résistance du différentiateur est variable, mais elle l’est par bonds, et pour que la fourchette de variation d’amplitude possible ne cause pas d’erreur significative, il faudra des comparateurs ultra-rapides.
      En plus, cette application met en lumière une particularité déplaisante des comparateurs, qui est mal, ou même non-documentée dans les datasheets : la façon dont le slew-rate à l’entrée se répercute sur le délai de propagation. Je reviendrai plus en détails sur ce point.

    En attendant, voici une photo du "bébé" en train de se construire.

    A suivre....
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  3. Tropique

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    On entre dans le vif du sujet:

    .
    Voyons maintenant ce que cela donne, traduit en circuits réels:

    L'oscillateur, basé sur U1a, n'appelle pas beaucoup de commentaires. L'ampli employé est un NE5532, à cause de la qualité exigée, mais aussi de son courant de sortie, plus élevé que pour les AOPs habituels.
    La partie importante est le contrôle d'amplitude, essentielle à l'obtention d'une faible distortion: J1 est l'élément variable qui va faire l'appoint pour amener la valeur de R2 très près des 5 kiloohms nécéssaires à l'entretien de l'oscillation. La marge de variation est très faible, encore réduite par R3. Tout cela a pour but de minimiser l'impact des non-linéarités de J1 sur l'oscillateur.
    Le régulateur d'amplitude est U2a, qui compare la valeur moyenne de la tension détectée à une tension de ~0.5V dérivée d'une référence.
    Le filtrage de la tension détectée en simple alternance est assez élaboré, pour éliminer tout résidu de la fondamentale dans la tension appliquée au gate de J1.
    Pour avoir un système stable et d'une rapidité acceptable avec un tel filtre, il est nécéssaire d'injecter un peu de signal "feedforward" par R14/C6.
    L'amplitude est asservie à 5Vpp.

    La référence et les alimentations sont créées par D2 (un shunt générique quelconque), et U2b-U2c pour les tensions positives et négatives. Les résistances/capacités R16, R18, C7 permettent à l'AOP d'être stable sur le condensateur de découplage de sortie.
    J'avoue que sur le proto, j'ai fait le gros cochon, et je ne me suis pas embarassé de tout cela. Pris de remords, j'ai fait une simu, et j'ai constaté que c'était une horreur.... J'ai donc fait une mesure de stabilité réelle, et j'ai constaté qu'il n'y avait pas de quoi fouetter un chat. Mais, néanmoins, faites ce que je dis, pas ce que je fais!

    Le différentiateur de mesure est attaqué à travers R13.
    Elle permet de protéger la sortie de U1a, mais a également un nombre d'autres rôles, très importants.

    On peut se demander pourquoi un différentiateur a été choisi pour faire la mesure: il y avait après tout quatre possibilités:
    -Le différentiateur passif
    -Le différentiateur actif
    -L'intégrateur passif
    -L'intégrateur actif

    Tous sont théoriquement utilisables: la tension aux bornes de la résistance et celle aux bornes du condensateur sont toujours déphasées de 90°.
    Il faut procéder par élimination:
    Le différentiateur passif est stable en AC et en DC, mais renforce les harmoniques en sortie. Si on opte pour le passif, il est préférable de choisir un intégrateur qui sera tout aussi stable, mais atténuera les distortions. Donc, exit différentiateur passif...
    L'intégrateur actif doit être stabilisé en DC. Ce qui implique d'altérer d'une manière ou d'une autre son comportement d'intégrateur, avec une résistance en // avec son condensateur p.ex.
    Une rapide estimation montre que ce ne sera pas compatible avec les exigences du deltamètre:
    La période de mesure est de 1ms; la résolution est de 1ppm. Pour que l'erreur de phase soit de l'ordre de la résolution, il faut que la constante de temps parasite soit plus grande que 1 x 10-6 x 1ms, soit 1000s. C'est une estimation grossière, et il est possible de réduire ce temps par des astuces, mais même une réduction d'un facteur 10 sera encore insuffisante (sauf si l'on a beaucoup de temps à tuer). Exit donc intégrateur actif...
    Il ne reste que deux candidats. Le circuit passif oblige les comparateurs à travailler en flottant, avec une tension de mode commun, ce qu'il est préférable d'éviter vu le niveau de précision exigé.
    En plus, la sortie devrait être bufferisée: les comparateurs rapides ont une faible impédance d'entrée. Et ce buffer introduirait des délais parasites, qu'il faudrait compenser.
    Le différentiateur actif semble donc le choix idéal, d'autant plus que les tensions centrées autour de 0 vont permettre de maximiser la dynamique.
    Il reste le problème de la stabilité AC.
    Heureusement, il peut être contourné:
    Pour les fortes valeurs de Cx, R13 va dégénérer suffisamment le différentiateur pour éviter tout problème, sans affecter la précision, puisque la tension mesurée l'est en aval de R13.
    Pour les valeurs sous quelques nF, cela ne suffira pas. Ce souci est résolu par C33, qui apporte toujours assez de signal en avance de phase pour conserver le circuit stable, à nouveau sans toucher à la précision. Ouf!

    On remarque que le circuit est en 4 fils: c'est indispensable pour atteindre une précision correcte, avec des condensateurs à faibles pertes. Par exemple, un condensateur de 100nF a, à 1KHz, une réactance de ~1600 ohms. Un facteur de pertes de 1% se traduirait par une résistance série équivalente égale à 16ohms. Mais un condensateur moyen, au polycarbonate p.ex. est plus que 10x meilleur que cela: environ 1ohm d'ESR. Si chacune des connection fait 0.1ohm, on sera déjà à 20% d'erreur. Et les condensateurs à faibles pertes font encore 10x mieux; de plus, on ne va pas se limiter à 100nF, on peut aller jusqu'à 1 et même 2.2µF.
    Cette mesure 4 fils n'est donc ni un luxe ni une option: elle doit être implémentée.

    Enfin, l'ampli du différentiateur n'a pas son entrée connectée directement: un buffer à FETs, J2, J3 est interposé. C'est nécéssaire, d'une part à cause de l'impédance d'entrée relativement basse du 5532, mais aussi pour une raison plus subtile: comme tout ampli, il a une capacité parasite interne entre la sortie et l'entrée -, au niveau du boitier (les pins sont voisines), mais également du silicium. La valeur totale, de quelques dixièmes de pF, est sans importance pour des applications normales. Ici, elle shunterait la résistance du différentiateur, et causerait une réponse non-déphasée parasite, qui ajouterait des pertes fantômes au résultat de mesure.
    L'attaque en basse impédance de l'entrée élimine cet effet.

    A suivre....
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  4. Tropique

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    .
    .
    Le comparateur d'amplitude
    C'est un circuit annexe du différentiateur. Il permet de s'assurer que celui travaille dans une dynamique acceptable: si le niveau de sortie est trop bas, les comparateurs vont perdre en précision, et si le niveau est trop élevé, la saturation va déformer les signaux et rendre les mesures de phase fantaisistes.
    Deux détecteurs à diodes, D5, D6, de polarités opposées, détectent les tensions aux bornes de la résistance de référence et du C.U.T.
    Leurs tensions de sortie sont sommées par R47 et R48, avec une pondération, pour tenir compte des effets décrits plus haut.
    Le résultat, une tension évoluant autour de 0, est amplifié par U2d, le driver de LED. Cet ampli a la particularité d'avoir sa contre-réaction prélevée aux bornes des diodes LEDs d'indication.
    Quand le signal d'entrée est faible, les LEDs sont éteintes, et le gain de l'ampli est de ~4. Lorsque la tension est suffisante pour commencer à faire conduire une des LEDs, celle-ci shunte le signal de CR et augmente le gain, et le moindre supplément va envoyer la sortie de l'AOP en butée.
    En résumé, on a une plage centrale dans laquelle les deux LEDs sont éteintes, deux zones étroites où la variation est proportionnelle, et enfin deux plages dans lesquelles l'une ou l'autre LED est complètement allumée. Ce qui est exactement le comportement souhaité: la plage centrale est calculée pour correspondre aux pas du sélecteur résistif, dont la raison géométrique est d'environ 2.2.
    Cela permet de savoir précisément quand changer de calibre.

    Quelques remarques:

    Pourquoi se payer le luxe d'un buffer, Q1 sur la voie capacitive, alors que l'impédance de source est au maximum 100ohm, et la charge du détecteur à diode 390K?
    La raison est la pureté absolue exigée du sinus de référence: comme je l'ai appris à mes dépens, la charge non-linéaire infime constituée par le détecteur était déjà excessive, et perturbait les mesures de façon catastrophique (et dépendante du niveau de surcroit). Q1 est la rustine qui a sauvé la situation.

    On constate aussi que des blindages sont dessinés autour de divers éléments du différentiateur: ce n'est pas tellement (un peu quand même) pour le protéger des perturbations extérieures, mais surtout pour éviter un couplage non-désiré entre la sortie de U1b et tout ce qui est raccordé au gate de J2: toute capacité entre ces points forme un diviseur capacitif parasite avec le C.U.T., et donne une réponse en phase, interprétée comme des pertes supplémentaires.

    Enfin, la valeur minimale de la résistance est de 100ohms: c'est celle qui permet de mesurer 1µF nominal (2.2µF dans la tolérance d'amplitude). Et c'est ici qu'intervient à nouveau R13, déjà mentionnée précédemment: si le C.U.T. a une valeur très forte, seules ces deux résistances restent "en service", et le différentiateur se transforme en ampli inverseur ayant un gain de -1. Il ne sature donc pas. Et la faible tension résiduelle aux bornes de Cx est toujours en quadrature avec celle en sortie: le deltamètre fonctionne toujours, mais avec une précision réduite.
    Ce qui tombe très bien: les valeurs supérieures à 2.2µF seront de toutes manières des électrochimiques, pour lesquels un ppm est sans signification. La seule gamme exploitable sera celle de 20% fond d'échelle.
    Grâce à cette astuce, on peut sur la première position, fonctionner en mode dégradé pour des valeurs allant jusqu'à 100x la valeur nominale, donc 100µF à 220µF environ.

    Voici une photo de l'appareil en cours d'achèvement:

    A suivre.....
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  5. Tropique

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    .
    Les comparateurs:
    Ils ont le rôle délicat de transformer les sinus en carré, avec une précision diabolique: la résolution de 1ppm correspond à 1µradian.
    Rapporté à la période de 1ms du signal de test, cela équivaut à 159ps.
    Il faut donc des comparateurs à la fois précis, rapides, et doubles également: comme il n'est pas question d'arriver en absolu à ce temps de propagation, il faut au moins que les deux voies aient des caractéristiques identiques, ce qui implique un circuit monolithique. Le MAX9012 choisi ici correspond à ces critères, et normalement, d'autres comparateurs de dernière génération devraient également pouvoir convenir: Analog et Linear en ont à leur catalogue.
    Il est important de choisir un modèle sans hystérésis, et ayant une faible variation du temps de propagation en fonction de l'overdrive. Cela permet de conserver la précision lorsque l'amplitude varie.

    Même ainsi, les délais vont varier de manière assez déconcertante en fonction de l'amplitude: c'est ici que l'on découvre la "face cachée" des spécifications des comparateurs.
    Pour caractériser le temps de propagation, on applique en entrée un échelon dont l'amplitude dépasse d'une certaine valeur le seuil de basculement: p.ex. 10 ou 50mV, et on mesure le temps que met la sortie pour changer d'état.
    Le problème, c'est que cette méthode ne réplique pas les conditions d'utilisation réelles: le but d'un comparateur est de transformer une tension variant de façon arbitraire en états logiques, et si on a déjà un créneau, on n'a pas besoin de comparateur.
    Par exemple, le MAX9012 a un temps de propagation moyen de l'ordre de 5ns pour un overdrive de 10mV. Que se passe-t-il si on lui applique une rampe variant entre -10mV et +10mV, commençant à -1µs, et se terminant à +1µs (le 0 étant l'instant idéal de basculement)?
    Les optimistes diront que le temps restera de 5ns; les pessimistes tableront sur 1005ns. Dans la réalité, ce temps va se situer quelque part entre les deux. Il ne sera en tous cas pas de 5ns, et les mesures montrent qu'il tend à augmenter exponentiellement quand le slew-rate diminue: p.ex, le fait de diviser l'amplitude par deux a beaucoup plus d'effet que de la doubler. Ce qui rend difficile une compensation éventuelle.
    En résumé, les comparateurs se comportent comme s'ils avaient un intégrateur parasite inséré à l'entrée, et lorsqu'il s'agit de faire des mesures de phase extrêmement fines, comme ici, cet effet parasite est un vrai casse-tête.
    La seule solution vraiment efficace pour contrer cet effet est de minimiser les variations d'amplitude, ce qui explique le nombre de pas du sélecteur de résistance sur le différentiateur.
    Un circuit d'AGC serait en principe envisageable, mais en pratique, il serait délicat de conserver les erreurs de phase dans une limite de +/-57µ° pour une plage confortable de variation de gain.

    Après cette parenthèse, voyons le reste des circuits: les entrées ne reçoivent pas directement les signaux, ceux-ci sont d'abord filtrés pour plusieurs raisons:
    -En premier lieu, pour protéger les entrées: R40/R42, combinées à C13/C14 éliminent les parasites HF, et réduisent le risque de rebouclages parasites. Ce n'est pas du luxe, compte tenu de la bande passante et du gain énormes de ces circuits. Le délai supplémentaire introduit est important, mais il est identique sur les deux voies, sauf pour C27, qui permet de compenser le temps supplémentaire mis par le signal qui doit traverser le différentiateur. Des diodes complètent ce filtre, et clampent aux rails d'alimentation les signaux d'amplitude excessive.
    -Deuxièmement, il faut éliminer la composante continue parasite présente, en particulier sur la sortie de U1b: son offset va dépendre des FETs J2 et J3, et pourra être assez important. C12/C15, combinés à R39/R43 jouent ce rôle et bloquent le DC.

    A suivre....
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    Dernière modification par Tropique ; 15/12/2009 à 19h50.
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  6. Tropique

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    Le comparateur de phase:
    C'est encore un élément important et critique de ce deltamètre. Sa tâche est d'extraire le déphasage entre les signaux précédemment mis en forme. Comme l'offset de phase est par principe centré autour de 90°, il va à nouveau falloir une précision et une linéarité de l'ordre du ppm: pour extraire l'info qui nous intéresse, le delta par rapport à 90°, il faudra soustraire l'offset correspondant, et on sait qu'un bon moyen de faire exploser l'erreur relative est de soustraire deux quantités extrêmement proches.
    Le composant miracle qui va accomplir ce prodige est... un humble 74HC86, un quadruple opérateur XOR.
    Cela peut surprendre, mais utilisés correctement, les circuits CMOS permettent le traitement de signal avec une précision étonnante.

    Sur le principe, il n'y a pas de doute que cela fonctionne: le XOR figure dans la liste des comparateurs de phase officiellement reconnus. Mais d'habitude, il est employé en boucle fermée, dans une PLL, ce qui est peu exigeant point de vue gain et linéarité.

    Ici, c'est tout le contraire: on va le faire travailler en convertisseur phase/tension de haute précision. Pour arriver à ce résultat, il ne faut pas beaucoup de moyens: il suffira de l'alimenter avec une tension bien définie, et de charger sa sortie avec un filtre passe-bas ayant une impédance suffisamment élevée devant sa résistance de sortie.
    Les particularités de la famille CMOS font le reste, les niveaux de sortie valant précisément ceux des rails d'alimentation.

    U4a est l'opérateur qui va se charger de la fonction. Il est couplé aux comparateurs par deux résistances de 390 ohms, dont le but est de "casser" la propagation de transitoires ayant un contenu RF élevé, et qui risqueraient de déstabiliser d'autres parties du circuit, ou de se retrouver à l'entrée des comparateurs.
    La porte est alimentée en +/-2.5V dérivés de la référence (tout comme les comparateurs), et la tension qu'elle sortira en tant que comparateur de phase sera une proportion de cette tension. Il est clair que lorsque les signaux d'entrée sont en quadrature, cette proportion sera de 0.5: la tension instantanée de sortie est un carré (donc symétrique) de fréquence double de celles d'entrée, et sa valeur moyenne est la moitié de la tension de crête du carré.
    Avec la configuration de tensions d'alim choisies, cette proportion de 0.5 produira 0V en sortie pour 90°. Alors, mission accomplie?

    Pas tout à fait:
    Le 0V qui sert de référence est arbitraire, c'est nous qui le nommons ainsi par commodité, mais il est dépendant du rapport des résistances du régulateur négatif, R21 et R23, donc de leur tolérance, et aussi de la tension d'offset de l'AOP régulateur. Le "0V" généré au repos par U4a est différent, et nettement plus précis d'ailleurs: c'est la valeur médiane entre les deux rails +2.5/-2.5V (quelle que soit leur valeur réelle). Il y aura inévitablement des différences et dérives entre les deux, ce qui est inacceptable pour la précision exigée ici.
    La solution mise en oeuvre pour contourner ce problème et éliminer "proprement" l'offset équivalent à 90°, consiste à inverser le signal digital de U4a et à le soustraire. Pour 90° de déphasage, les deux tensions ont exactement la même valeur, ce qui élimine l'offset, et si un écart est présent, il aura sa valeur doublée. On fait donc d'une pierre deux coups, et même trois en fait: les portes CMOS ont des asymétries résiduelles entre transistors N et P de quelques ohms. Cette résistance n'est pas négligeable devant les 68K du soustracteur de tension et auraient pu introduire des erreurs. Ici, avec les portes dans un même boitier, elles auront des caractéristiques très similaires, et ces asymétries s'élimineront également dans la soustraction.

    Il reste à réfléchir à la mise à l'échelle du signal de sortie. Nous souhaitons afficher le résultat en radians (ou microradians), mais l'unité, bien que naturelle en trigonométrie, est inconnue des circuits électroniques comme les comparateurs de phase: eux travaillent à partir de l'intervalle unité (UI) du signal considéré, normalement une période complète.
    L'excursion de sortie pour 1 UI vaudrait donc la tension d'alimentation. Mais il y a une petite subtilité à prendre en compte: la fréquence en sortie du comparateur de phase est doublée, et les variations de phase se retrouvent deux fois dans un même UI. On a donc une tension de sortie égale à 2 x 5V, soit 10V pour 1 UI.
    Nous voulons convertir cette tension en radians, or 1 UI = 2 radian. Le gain de l'ampli (ou atténuateur) doit valoir 2/10, pour un signal asymétrique. En différentiel, on gagne un facteur 2, et le gain devient /10. Comme un diviseur par 10 est incorporé dans le chemin du signal pour pouvoir calibrer l'appareil, l'expression finale du gain sera exactement . C'est le rapport (approché) des résistances de 220K et 68K.
    L'ampli différentiel filtre également le résidu à 2KHz avec des condensateurs de 1µF, et permet d'introduire une correction de zéro finale, pour amener l'affichage à la bonne valeur.
    En sortie de U5a, on retrouve enfin une tension référencée et formatée correctement, libérée de tout effet ou dérive parasite.
    Ouf!

    A suivre...
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  7. Tropique

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    Courage, on attaque la dernière ligne droite!

    .
    Il nous reste encore un petit bout de schéma à examiner:

    Les circuits de support de l'affichage:
    Reprenons où nous en étions, la sortie de U5a.
    Celle-ci délivre une tension égale à 10V/radian, ou dans notre approximation 10V/unité de perte. Elle passe ensuite par l'ampli à gain commutable U5b, qui permet de créer les trois gammes: le gain est de 1, 10 ou 100 en fonction de la gamme choisie par le switch: 20%, 2% ou 2000ppm.
    Simultanément, une constante de temps de filtrage supplémentaire est aussi introduite à ce niveau par C24: nulle pour 20%, moyenne pour 2% et maximale pour 2000ppm. La constante de temps élevée est nécéssaire pour cette gamme, à cause des fluctuations provenant du bruit, du jitter des comparateurs, et autres dérives à court terme, amplifiées par le gain très élevé de la chaîne d'amplification.
    Elle ralentit cependant notablement l'affichage, et son élimination lorsqu'elle n'est pas nécéssaire rend l'usage de l'appareil sensiblement plus agréable. A l'heure du VDSL, personne n'aime attendre 3~4s qu'un affichage se stabilise.

    Après l'ampli, l'atténuateur: R63/R64 et Aj2 adaptent le niveau pour le millivoltmètre LCD, et permettent de calibrer l'appareil, si on le souhaite.

    L'afficheur lui même est alimenté par un doubleur de tension flottant (décrit dans un autre projet) dont la référence de fréquence est un des signaux à 1KHz mis en forme. Cet arrangement est adopté pour économiser un oscillateur, mais aussi et surtout pour éviter d'introduire dans le système une source de perturbations asynchrone, qui serait susceptible de causer un "pompage" de la valeur affichée.

    Maintenant que l'essentiel du circuit a été étudié, voyons d'un peu plus près quelles sont les performances obtenues, comment les exploiter, et quelles valeurs on est susceptible de mesurer sur des condensateurs courants.
    On a vu dans ce qui précède que la résolution d'affichage est de 1ppm. Cela ne correspond pas à la précision absolue, càd l'incertitude sur les pertes d'un condensateur inconnu, qui est de +/-100ppm.
    Pourquoi une telle disproportion: les derniers digits (et donc la dernière gamme) sont-ils purement décoratifs?
    Quand même pas. On est incapable de déterminer absolument les pertes avec la pleine résolution, par contre, on est capable de comparer deux condensateurs de valeur similaire avec une résolution qui n'est peut-être pas celle de l'affichage, mais qui s'en rapproche malgré tout.
    Cette limitation découle principalement des défauts précédemment détaillés des comparateurs, et également un peu des dérives et autres causes classiques d'incertitude. A l'intérieur d'un pas du sélecteur de résistance, l'amplitude peut varier dans un rapport de 1 à 2.2, et cela cause une variation résiduelle du temps de réponse du comparateur qui limite la précision.
    On peut trouver cela dommage, mais il faut relativiser, ce n'est pas un appareil de labo, et il fallait établir un compromis entre les performances et les moyens mis en oeuvre. Pour voir à quoi ces chiffres correspondent pratiquement, nous allons poser quelques jalons, et voir des exemples pratiques.

    Quelques jalons:
    Pour les illustrer, voici un certain nombre de condensateurs de 100nF représentant les technologies de condensateurs les plus communes: Cap100n.
    • En condensateurs film plastique, les plus courants sont à base de polyéthylène téréphthalate, le PET, ayant plusieurs dénominations commerciales et usuelles: Mylar, polyester, Hostaphan, Melinex.
      C'est un diélectrique polaire, ayant donc des pertes relativement élevées, de l'ordre de 0.35% pour le seul diélectrique, à T° ambiante.
      En fonction de la construction, des pertes supplémentaires vont venir s'ajouter: électrodes, terminaisons, etc. Les pertes sont aussi affectées d'un fort coéfficient de T° négatif.
      1 est un modéle métallisé, "boxed" de Philips. 0.42% est une valeur tout à fait typique de cette techno, donc RAS.
      5 est à feuille pleine, "dip coated" d'origine coréenne. Les pertes sont logiquement un peu inférieures, RAS.
      6 est de même techno, d'un grand fabricant Allemand.
      8 est un métallisé, de Siemens.
      9 et 10 sont à feuille, mais tubulaires.
      11 et 12 sont métallisés, d'origine française.
      13 est un métallisé ancien, d'origine britannique: ses pertes sont atypiques de sa techno, il a donc probablement mal vieilli.
      14 vient également d'outre-manche, mais il est atypique dans l'autre direction: ses pertes sont pratiquement celles du diélectrique, ce qui est tout à fait exceptionnel pour un métallisé. On remarque qu'il est particulièrement dodu pour un 250V, ce qui explique vraisemblablement ses bonnes caractéristiques: beaucoup plus de matières premières ont été nécéssaires. Pour mémoire, c'est un C280 de chez Mullard.
      16 est encore un métallisé, tout à fait normal, fabriqué par Westermann.
      .
    • L'autre plastique d'usage général est (était) le polycarbonate, le PC connu sous le nom de Makrolon. C'est également un diélectrique polaire, mais largement supérieur au mylar, avec des pertes intrinsèques de l'ordre de 600ppm. Il est également plus stable en T°.
      2 et 3 sont des modèles métallisés de Philips. Le plus récent est sensiblement meilleur.
      7 est d'origine Siemens. On remarque, qu'à part la couleur, c'est pratiquement le frère jumeau du 8. C'est ici qu'on mesure l'utilité du testeur: le vert est un MKM (M comme Makrolon), alors que le transparent, plus récent, est un MKH (H comme Hostaphan): la techno mylar, moins bonne mais moins chère, a remplacé le PC.
      15 est un "OVNI": c'est un PC dans un habillage habituellement associé au mylar. A part la tension, il est presque identique au précédent. Ses pertes sont plutot mauvaises, bien qu'il provienne de Mullard également.
      .
    • Pour les condensateurs de précision, deux matières sont préférées: le polystyréne et le polypropylène. Ce dernier est d'usage plus récent.
      Le polystyrène (PS), connu sous le nom de Styroflex est le meilleur diélectrique abordable, avec un tan propre inférieur à 50ppm. Le polypropylène (PP) est une alternative un peu moins bonne, mais plus robuste.
      21 est un PS de Philips, qui n'arrive pas très loin de l'optimum possible.
      4 et 24 sont des PP, l'un de puissance, l'autre de précision.
      .
    • Il existe d'autres diélectriques que les plastiques, et les céramiques sont parmi les plus courants. Il existe deux groupes principaux de matériaux. Ici seul le groupe II, d'usage général est présent.
      17 et 23 sont de techno traditionnelle, plaquette et disque.
      18, 19 et 25 sont des multicouches. On remarque de fortes variations, tout à fait normales.
      20 est un Sibatit de Siemens, une technologie intermédiaire entre la couche unique et les couches multiples. C'est le plus médiocre des céramiques (pour du découplage, c'est sans importance)
      .
    • Enfin, deux exemples d'une autre techno, le tantale solide:
      22 est un modèle professionel et 23 est la version grand-public

    Nous aurons encore l'occasion de voir de nombreux exemples.
    Ce qu'on peut retenir jusqu'à maintenant, c'est que la précision absolue est de l'ordre de ce que font les meilleurs condensateurs disponibles

    A suivre.....
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    Dernière modification par Tropique ; 18/12/2009 à 18h25. Motif: Oubli du 20
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  8. Tropique

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    Papiers s'il vous plaît!

    .
    Nous allons continuer à disséquer les performances de condensateurs, et ici, nous allons nous concentrer sur le papier, un matériau obsolète, mais qui a de l'importance pour les restaurateurs et amateurs de matériel "vintage", ainsi que pour certains audiophiles, qui préfèrent sa sonorité plus "naturelle" (logique, c'est de la pulpe de bois d'arbre!):

    Le petit musée des horreurs:

    En théorie, le papier a un tan qui se situe aux alentours du %, mais qui est assez variable en fonction de la composition, de l'imprégnation, etc.
    1 est un modèle quasiment actuel, un condensateur de déparasitage d'une marque connue et sérieuse. Son score est pile dans la ligne, RAS.
    2 est son homologue, mais beaucoup plus ancien, et d'une autre marque. Il est sensiblement meilleur que la moyenne.
    3 est la crème des crèmes: un modèle professionnel, en boitier métallique avec traversées en verre. Les performances sont exceptionnelles.
    4 est à l'opposé: c'est un 5nF/1000V qui a des pertes plus de 10 x plus élevées que le précédent.
    5 malgré sa tension d'essai de 4KV arrive à faire encore pire....
    6 est un intrus... enfin pas tout à fait: il s'agit d'un MKL de Siemens. Le "L" vient de "lack" (vernis). C'est de l'acétate de cellulose, donc une sorte de papier solubilisé en somme. Ce matériau a d'ailleurs été introduit pour remplacer le papier dans les applications compactes. Les performances ne sont pas fameuses.
    7 sort droit de la France profonde: c'est un 0.25uF/150V fabriqué par Circé. Pas terrible non plus.
    8 explose les records: il n'est même pas mesurable, il dépasse les 20%. Pourtant c'est un "Eroid", comme le 2.
    9 est le meilleur de tous: c'est un 68nF/1000V (2500V TE) fabriqué par Cogeco.
    10 a beau être de grade professionnel, ses performances sont... bof!
    11 vient d'outre-atlantique... mais au vu des chiffres, ça ne valait pas la peine de faire le déplacement.
    12 est aussi catastrophique que son compatriote du 8: non mesurable.
    13 enfin, est également un condensateur de déparasitage, d'origine Philips. Il est tout à fait dans la ligne.

    On le voit, ce paramètre tan permet de sonder en profondeur des condensateurs qui auraient l'air à peu près normaux au capacimètre.
    Il faut remarquer que la plupart des condensateurs présentés ici sont des NOS (New Old Stock). Cela montre qu'il ne faut pas trop se fier aux vieilles casseroles: soit la qualité d'origine était faiblarde, soit ils ont mal vieilli, mais le résultat final est sans appel.
    Le fait d'avoir des pertes n'est théoriquement pas un problème en soi (dans les limites de fonctionnement du circuit), mais en pratique, on constate que les pertes supplémentaires par rapport à l'idéal théorique sont le terrain de prédilection des effets non-linéaires, tant craints des audiophiles.
    Lorsqu'un condensateur se comporte de manière non-linéaire, c'est la partie dissipative de son impédance qui est en cause. Il n'y a pas de véritable justification théorique à celà: on peut parfaitement imaginer un élément réactif non-dissipatif et cependant non-linéaire, et vice-versa, mais dans les condensateurs, les deux semblent indissociablement liés.
    Ceci est une observation personnelle; il y a peut-être des contre-exemples.

    Les pertes permettent également d'évaluer l'historique des stress subis par un condensateur: par exemple, une seule décharge sur un court-circuit d'un condensateur au mylar métallisé chargé à 500V dégrade de plusieurs % le tan.

    A suivre....
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  9. Tropique

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    Notes de construction

    .
    .
    Il est temps d'examiner d'un peu plus près les (nombreux) points à tenir à l'oeil lors de la réalisation.
    Il faut se rendre compte que la mesure de faibles pertes n'est pas particulièrement facile, même avec des méthodes classiques et éprouvées: un LCR-mètre de base ne donne pas beaucoup de détails si on va dans des diélectriques d'une certaine qualité, et si on bricole un pont rapide sur un breadboard, on se rendra compte que mesurer les pertes d'un humble mylar de base n'est déjà pas si évident que ça.

    Ici, la méthode utilisée est apériodique et purement analogique, et arriver à en sortir une résolution élevée est un tour de force.
    Il faut donc mettre toutes les chances de son côté pour éviter déconvenues et migraines.

    Concernant le choix des composants, une remarque préliminaire et générale: tous doivent être stables et de bonne qualité. Cela veut dire metal-film 1% pour les résistances, tantale ou aluminium solide pour les condensateurs polarisés, cermets multitours pour les ajustables. On pourrait s'amuser à établir une distinction entre composants plus ou moins critiques, mais ici, vu la proportion, ça ne vaut pas la peine de faire dans le détail. Et même des composants qui n'ont pas l'air d'avoir une influence capitale à première vue peuvent avoir un impact insoupçonné. Un seul exemple:
    R65 et R66 déterminent la plage de correction du zéro. A priori, des composant de précision ne seraient pas nécéssaires, mais s'il se trouve qu'une correction élevée est requise, une dérive de l'un ou l'autre affectera la stabilité du zéro.
    Donc, une seule consigne: ne mégotez pas!

    Il y a malgré tout des composants plus critiques que d'autres. Ceux qui entourent l'oscillateur en font partie. C1 et C2 en particulier doivent être à 1% (ce seront donc automatiquement des PP ou des PS). La valeur de 16n permet d'avoir 1KHz juste (999Hz sur mon proto). J'ai utilisé des 15nF 1% PS en // avec des 1nF mylar d'appoint. C'est un arrangement acceptable, on pourrait laisser 15nF au prix d'une erreur sur la fréquence, ce qui n'a pas beaucoup d'importance.
    Le NE5532 pourrait être remplacé par un modèle ayant des performances similaires ou meilleures, il en existe. Attention au courant de sortie, qui doit être de 35mA au moins.
    Les FETs doivent être à faible Idss, le suffixe A est donc à respecter. Il faudra mesurer l'Idss pour J2 et J3, la valeur absolue est sans importance mais la valeur relative l'est, pour que les circuits soient polarisés correctement.
    Le MAX9012 devrait pouvoir être remplacé par un équivalent, mais cela n'a pas été testé, et c'est quand même un des composants les plus importants du circuit. De plus, certains effets d'ordre élevé sont compensés par R41 et C28. Il est possible qu'un autre type montre de subtiles différences à cet égard, donc prudence....
    Le TLC277 n'est pas très adapté: sa précision est un peu limite, et surtout il travaille à 18V, ce qui est son Abs Max rating. C'est celui que j'ai utilisé pour le proto pour cause de disponibilité, mais un AOP de précision, double, supportant les 18V d'alim avec une certaine marge serait préférable. Le LT1078 p.ex.
    On pourrait envisager de mettre des régulateurs de 8V avec le TLC277, cela fonctionne, mais la marge dynamique est diminuée.
    Il est impératif en tous cas que l'alimentation soit régulée (des 78L et 79L sont suffisants, la consommation est comprise entre 25 et 40mA).
    Un mot à propos de R60 à 62: les valeurs indiquées sont celles que j'ai employées, mais cela fonctionnerait aussi bien avec 3.32K/33K/330K, pas de tabou sur ce point.

    Le reste des composants n'appelle pas de commentaire particulier; il serait cependant préférable de choisir un sélecteur 12 positions en métal plutôt qu'en plastique, si on sait en trouver un, et l'idéal serait un type ayant des plots intermédiaires de blindages entre les positions actives, mais là, même une semaine avant noêl, cela risque d'être difficile.....

    A suivre......
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  10. Tropique

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    Notes de construction: suite

    .
    .
    Implantation, câblage, layout et construction:

    Avant tout, un certain nombre de recommandations générales: il faut traiter ce montage comme le circuit rapide et sensible qu'il est.
    Cela signifie des pistes et connections de longueur minimale, des masses bien pensées (pas de "daisy-chaining"), des découplages nombreux et soignés, des précautions pour faire voisiner les différentes sections de circuit.

    Deux parties sont exceptionnellement critiques:
    • Le différentiateur, avec son réseau de résistances, son buffer haute impédance et son câblage vers l'extérieur qui agissent comme de véritables "collecteurs de parasites" en tous genre, et sont instables si des capas parasites se retrouvent aux mauvais endroits.
    • Les comparateurs, dont le produit gain*bande se chiffre en Ghz, et qui ne demandent qu'à produire des oscillations parasites aux transitions si on leur en laisse l'occasion.

    La moindre négligence dans ces zones se traduira immédiatement par des performances diminuées, une instabilité de l'affichage, et un fonctionnement erratique et capricieux.
    Je le répète, ce montage n'est pas destiné aux débutants.
    Pour un pro ayant "de la bouteille", et ayant accès à des PCB en 4 couches, c'est relativement de la routine; pour un amateur, c'est une autre paire de manches.

    Le raccordement 4 fils:
    On l'a vu, cette configuration est indispensable pour exploiter correctement les performances de l'appareil.
    Voyons comment l'implémenter sans trop de soucis.
    Il est toujours possible de mettre réellement 4 fils ou 4 bornes sur l'appareil. En pratique cependant, ce n'est pas très commode à l'usage: il faut deux fois plus de temps pour connecter un composant, et dans le cas des SMD ou de composants ayant des terminaisons courtes, cela cause des difficultés.
    L'option que j'ai retenue est d'aller en 4 fils jusqu'aux points de mesure, et de joindre automatiquement les paires sur le composant même. Il existe pour cela des pinces de test spéciales, mais elles ont un certain nombre d'inconvénients:

    -Elles sont difficiles à se procurer
    -Elles sont chères
    -Elles sont assez encombrantes, et pas très pratiques à l'usage

    Avec un peu d'ingéniosité, il est cependant possible d'obtenir des performances quasi-4 fils avec des pinces croco miniatures standard.
    Pour arriver à ce résultat, il faut souder les fils non pas à l'endroit prévu, mais directement au bout de chaque machoire, en dépassant le pivot.
    De cette façon, chaque machoire porte un fil, et ceux-ci se rejoignent sur le terminal même du composant. Le seul inconvénient, c'est que les machoires sont court-circuitées au niveau du pivot, mais en pratique cela fait peu de différence (les vraies pinces 4 fils ont un pivot isolé).
    L'utilisation est donc totalement transparente, et la commutation 2 fils/ 4 fils est implicite.
    L'image 4Wclip illustre la manière dont c'est réalisé, et 4W detail montre le câblage de la connection de droite:
    Celle-ci a un blindage "léger", il s'agit de câble en nappe dont les conducteurs extérieurs sont reliés à la masse, de manière à intercepter dans une certaine mesure les champs électrostatiques, sans introduire trop de capas parasites, critiques à cet endroit.
    Il faut, pour la même raison, se contenter de mettre la longueur minimale de câble permettant une utilisation aisée; voir photos du proto dans les messages précédents.

    A suivre.....
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  11. Tropique

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    Notes de construction: suite

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    .
    Le différentiateur:

    Pour savoir comment le réaliser, il faut avoir une idée des problèmes potentiels.
    • L'entrée du buffer à FET est à haute impédance; elle n'est certes pas laissée en l'air, elle va au CUT et à la résistance de contre-réaction, mais pour les faibles valeurs de CUT, l'impédance de celui-ci est élevée, et la résistance est réglée à une forte valeur, jusqu'à 2 megohms.
      Il faut donc éviter de faire passer ce signal près du transfo secteur, du module LCD, et toute autre source de perturbation.
      Mais on ne peut pas se permettre de véritablement le blinder:
    • Toute capacité entre ce point et la masse va introduire un pôle parasite dans la réponse du système, et va l'éloigner un peu plus de la stabilité, déjà compromise par la structure même du montage, et l'introduction de l'étage buffer dans la boucle de CR du NE5532. Il y a là un compromis délicat entre des exigences contradictoires.
    • Ce noeud doit également être protégé des couplages avec la sortie de U1b: ils seraient interprétés comme des pertes fantômes.
    • Mais le sélecteur de résistance est mis entre les deux. Comment concilier cela avec l'exigence qui précède?
      Les résistances et le sélecteur ont des capacités parasites inévitables.
      La réponse se trouve dans Select1: le sélecteur est blindé autant que possible, et les résistances elles-mêmes ont un anneau de garde qui les entoure.
      Toutes ces précautions ont pour but d'intercepter toute capacité parasite entre les deux terminaux de la résistance, en ajoutant un minimum de capacités parasites

    Tous ces soucis pourraient être gérés plus facilement en mettant en oeuvre des moyens plus "professionnels", p.ex.:
    Utilisation d'un sélecteur mieux adapté, à deux sections au moins, pour faire une double commutation des résistances, ou sélecteur avec plots de blindage intermédiaires.
    Commutation par des contacts de relais, 3 pour chaque position.
    Ces solutions ne sont pas nécéssairement très accessibles, ou alourdissent sensiblement le montage, raison pour laquelle je ne les ai pas retenues, mais chacun est libre d'y faire appel.
    Pour les valeurs faibles de condensateurs (<10nF), la capacité résiduelle après ces précautions devient encore excessive. Pour arriver à compenser le système, il faut faire appel à des "gimmicks", de petits bouts de fils mis sur les points intermédiaires, dont la capacité par rapport à la masse est de quelques dixièmes de pF au maximum (voir Select2).
    Dans les indications de réglage et mise au point, je donnerai la méthode pour les déterminer et les ajuster.

    On le voit, cette partie est sans aucun doute la plus délicate du montage.

    Les comparateurs, en comparaison, auront presque l'air facile.
    Il faut respecter les précautions standard, faire un montage très compact, avec C13 et C14 au ras des entrées, les sorties et la logique qui suit soigneusement éloignées des entrées et du différentiateur, mais au moins, il ne faut pas faire d'acrobaties...
    Ne pas oublier un découplage très soigné.

    Le reste du montage est de l'électronique banale, qui ne doit pas être cochonnée, mais sans difficultés particulières.


    A suivre....
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    Interlude

    Avant d'attaquer le chapitre de la mise au point, une petite "respiration" avec quelques nouveaux exemples:

    1 est une construction un peu particulière à électrode en feuille de Philips, pour condensateurs soumis à des stress importants: couplage dans la déflection TV, etc. Les pertes sont sensiblement inférieures à un mylar "normal", mais le volume est important pour le produit C.V
    2 est un mylar de qualité normale
    3 est un mylar douteux: Hunts était un fabricant Britannique, renommé mondialement pour la qualité consternante de ses produits... RIP
    4 est un mylar assez moyen
    5 est un excellent polycarbonate d'origine CF
    6 et 7 sont des mylar métallisés Philips de première génération, tubulaires. Performances exceptionnelles.
    8 est une icône: c'est un Eromak, le premier condensateur à utiliser le film polycarbonate nouvellement développé par Bayer, le MakrolonTM.
    9 est un condensateur de précision de qualité moyenne, made in USA.
    10, 11, 12 mylars, RAS
    13 PC fabriqué par TCC-Plessey, qualité assez moyenne
    14 encore un mylar de plus
    15 est un excellentissime PS fabriqué par Rifa. Pour arriver au plancher ultime du PS (ici, on y est presque), il faut non seulement la matière (le polystyrène), mais aussi la méthode.
    Pour arriver à ce niveau de pertes, il faut une construction à électrode à feuille étendue, avec un film étiré de très haute qualité, et un traitement thermique très soigné. Le PFE210 (plus fabriqué) réunit tout cela.
    16 est un brave mylar des familles
    17 est un PS de Philips. Il ne paye pas trop de mine, mais il vaut presque le Rifa.
    18 est un mylar "oriental" générique
    19 et 20 sont intéréssants: à première vue, ce sont de parfaits jumeaux, marqués 0.47/10/100.
    Mais ce sont des faux frères: l'un est au PC, l'autre au mylar. Si on est prévenu, on peut comparer les N°s de catalogue, également imprimés: l'un est 34425474, et l'autre 34421474. Une différence d'un seul chiffre, mais qui a son importance....
    21 est un PC professionnel, en boitier métallique. Bonnes performances, sans plus.
    22 est un PP de puissance, mais de construction un peu "aventureuse": cela se répercute sur les chiffres, assez médiocres.
    23 est le même, version suédoise (et meilleur).
    24 est un PS, optimisé pour la précision plutot que pour les pertes. Décent malgré tout.
    25 est le même, façon Siemens. Le Styroflex archétypal.

    A suivre....
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  13. Tropique

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    Mise au point - réglages

    Nous abordons le chapitre final de la réalisation de ce projet.


    En principe, le montage doit fonctionner dès la mise sous tension, même sans réglages.

    Faire des essais sur la gamme 2% avec des condensateurs courants: on doit se trouver dans des valeurs raisonnables. Les LEDs D7 et D8 doivent réagier en fonction du sélecteur et de la valeur du condensateur.
    L'oscillateur doir sortir un sinus parfait, très proche de 5Vpp. Contrôler également les alims +/-2.5V, elles sont importantes.
    Si tous ces tests sont concluants, on peut passer à la suite.

    Il faut disposer d'un condensateur de 100nF environ (valeur exacte et tolérance sans importance) ayant des pertes faibles, et connues. De préférence polystyrène donc, polypropylène à la rigueur.
    Je conseille d'en prendre plusieurs, de marques et de fabrications différentes, pour trouver celui qui est le plus bas. A ce stade, on n'est pas calibré, mais les comparaisons sont tout à fait pertinentes.
    Dans un premier temps, mettre les ajustables à mi-course, et ne pas installer C27.
    Lorsqu'on a trouvé un 100nF digne de confiance, on essaye la valeur de C27 qui donne une valeur proche de zéro; ce ne sera pas nécéssairement 27pF. L'installer, et attendre que la T° se stabilise et s'équilibre, ensuite sur la gamme 2000ppm régler la valeur exacte du zéro avec Aj1. Si on a un étalon au PP ou PS "tout-venant", on peut faire le réglage pour lire 100ppm, on ne devrait pas être loin. Si on connait exactement le tan du condensateur étalon (par comparaison avec un instrument de labo p.ex.), on règle pour cette valeur.
    Il faut que les blindages éventuels soient en place et que le cablage ait sa configuration définitive pour que ce réglage ait du sens.

    Mettre ensuite en série avec l'étalon deux résistances pour arriver à 15.9: 3.9 et 12 p.ex.. Passer sur la gamme 2%, et régler Aj2 pour lire 1.010%.

    Mettre un condensateur de 10nF étalon; passer en position 7. Le zéro sera vraisemblablement décalé; essayer un condensateur "gimmick" sur le plot 8. Régler en coupant à la pince pour arriver à la valeur réelle des pertes du condensateur. Immobiliser à cire.

    Même manip avec un condo de 1nF en position 4, réglage sur le plot 5. (a partir de cette valeur, inutile de chercher à atteindre les 100ppm: sous quelques nF, les caractéristiques sont relaxées)

    Enfin, dernier réglage avec 100pF, position 1 réglage sur le plot 2.
    Cela devient très acrobatique, et la gamme 2000ppm n'est pas vraiment exploitable.


    Cela représente quelques paragraphes, mais c'est assez long et délicat à faire, il y a des essais et des erreurs, et lorsqu'on touche quelque chose avec le fer à souder, il faut le temps que tout revienne à la normale. Avec de la patience, et un certain feeling, on peut arriver à un bon résultat.
    Cependant, la précision de base n'est possible qu'entre quelques nF et le maximum.
    En dessous, cela devient plus délicat, et de plus, les capacités de couplage des connections du CUT avec l'espace ambiant occasionnent des pertes supplémentaires peu contrôlables. Cet appareil n'est pas construit pour gérer ce genre d'effet, il sert à mesurer des capacités moyennes.
    Si on utilise un boitier intégralement métallique, et qu'on installe un dièdre de masse sous le CUT, on pourra sensiblement améliorer cet aspect.
    C'est le but de la borne de masse sur la face frontale du proto.

    Si on est réellement perfectionniste, on peut faire ces réglages dans la séquence 1 - 3 - 10 au lieu de 1-10: ce sera plus long, mais la stabilité du zéro pour les valeurs intermédiaires sera meilleure.
    La séquence simple est suffisante pour rester dans les tolérances.



    Pour les réglages et mesures, il faut travailler à distance confortable des perturbateurs: PC, écrans, lampes fluocompactes, blocs adaptateurs à découpage, GSM, etc: on n'a que l'embarras du choix des embarras.

    A suivre....
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  14. Tropique

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    Application

    .
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    Mise en oeuvre

    Une première chose dont il faut se souvenir avec ce deltamètre, c'est qu'il est destiné à évaluer les performances de condensateurs utilisés en condensateurs, dans des circuits exigeant une certaine qualité.
    Un condensateur de liaison en audio n'entre pas dans cette catégorie (puisque s'il est bien choisi, il doit se comporter comme un court-circuit), alors que, p.ex., les condensateurs d'un filtre crossover d'enceinte en font partie.
    Cela explique que l'étendue de mesure soit limitée à 20%: au-delà, les condensateurs ne sont plus employés en tant que tels, et en plus, l'approximation trigonométrique sur laquelle se base cet appareil se dégrade très vite.
    Rien n'empêcherait de créer une gamme à 200% fond d'échelle, et ne l'utiliser que jusqu'à 100% (où l'erreur atteindrait quand même ~50%) pour mesurer des chimiques douteux, mais ce n'est pas vraiment la vocation de cet appareil. On peut convertir les tan ainsi obtenus en résistance série au moyen des formules données au début, mais la valeur résultante sera toujours plus élevée que celle donnée par un mesureur d'ESR simple: ici, toutes les pertes vont entrer en compte, pas seulement la résistance purement ohmique.
    On peut par contre très bien mesurer les condensateurs chimiques de haute qualité, bipolaires pour enceintes, démarrage moteur, etc, et les tantale solide, les OSCON, etc.

    Condensateurs polarisés
    Bien que le deltamètre ne soit pas spécifiquement prévu pour mesurer les condensateurs polarisés, il applique en fait une certaine polarisation au CUT: la borne de gauche est légèrement positive, et celle de droite est négative. Les valeurs exactes ne sont pas fixées, et dépendent des FETs utilisés. La seule chose dont on peut être sûr, c'est de l'existence et la polarité de ces tensions. En pratique, cela variera entre quelques centaines de mV et 1.5V environ (différence). Sur mon proto, elle est de 700mV. Comme la tension alternative de crête appliquée atteint 2.5V à vide, il y a des cas, pour des condensateurs de faible valeur, où le condensateur verra une tension inverse. Il est déconseillé, même pour des courtes périodes, d'appliquer une tension inverse de plus de 1V à un condensateur tantale. Il faut donc être prudent pour ces condensateurs, s'ils font moins de 1µF. Pour les condensateurs à l'aluminium, il n'y a aucun risque.

    Limitations
    L'étendue nominale de mesure de l'appareil va de 100pF à 1µF. Avec la tolérance de tension, l'étendue totale va de 47pF à 2.2µF. Ce qui couvre la totalité des valeurs cible pour ce type de mesure.
    Au delà de 2.2µF, des mesures en mode dégradé restent possibles, la dégradation étant proportionnelle à la valeur. Elle est cependant bien inférieure aux performances de condensateurs "pratiques", même de qualité comme des OSCON.
    En réalité, sous quelques nF, on passe également en mode dégradé: la compensation du sélecteur devient délicate, et des effets parasites perturbent la mesure. En plus, pour les faibles valeurs, les capacités parasites des fils, des matériaux, de l'enrobage ou du boitier du condensateur deviennent non-négligeables, et ces capacités parasites ont en général de très mauvaises propriétés diélectriques: que ce soit le PVC isolant les fils, la bakélite ou l'époxy des circuits, l'enrobage phénolique ou époxy des condensateurs, tous ont plusieurs % de pertes, et même deux ou trois picofarads de cette "mauvaise" capacité peuvent facilement "contaminer" un condensateur de faible valeur. La tolérance de 100ppm ne reste donc pratiquement applicable que jusqu'à 5nF environ.
    On peut s'étonner du nombre de chiffres significatifs que j'ai donnés dans les exemples: en fait, pour les valeurs moyennes de capacité, la résolution utilisable est bien meilleure que 100ppm, et même si on ne peut pas exploiter jusqu'au dernier point de mesure, on n'en n'est pas loin. Mais pour en bénéficier, il faut un étalon suffisamment performant, sinon on restera limité aux comparaisons (qui sont néanmoins révélatrices).
    Il y a également une bonne marge pour la tolérance d'amplitude: il est bien entendu préférable de choisir la position du sélecteur qui éteint les LEDs, mais en pratique, on reste dans la tolérance pour au moins trois positions: c'est surtout valable en under-range, vers la droite. Si l'amplitude est trop élevée, le signal est d'abord écrêté par D3 et D4, ce qui affecte peu la précision, mais si on va trop loin, c'est le différentiateur lui-même qui sature, et là, les indications deviennent fantaisistes.

    Précautions
    La protection d'entrée est minimale: seules R26 et R38 limitent le courant en cas d'application de tension, il faut donc soigneusement décharger les condensateurs avant de les tester, pour que la tension résiduelle ne dépasse pas 10V. Si on dépasse significativement cette valeur, on risque d'endommager Q1, J2 et U1. Le test de composants en circuit n'est pas possible, la moindre impédance en parallèle venant se rajouter aux pertes propres.

    Extensions
    L'appareil a son propre oscillateur de référence à 1KHz, mais on l'a vu, le principe de mesure est apériodique. Il est donc tout à fait possible de travailler avec une source extérieure branchée soit en amont de R13, si l'impédance du générateur est ~0, soit directement sur le CUT si l'impédance est >100 ohms, soit en modifiant R13 à 51 ohms pour travailler en 50ohms.
    On pourrait également se servir de U1a comme amplificateur buffer, en commutant son entrée + vers un générateur extérieur. Le gain en tension sera de 3, et il y aura même une petite plage de levelling (pas particulièrement utile).
    L'amplitude n'est pas critique, elle doit être de quelques volts, par contre la qualité du signal doit être parfaite, avec une distorsion <0.002%. Un générateur d'atelier courant n'est donc pas adéquat.
    On peut en principe choisir alors n'importe quelle fréquence de mesure. Cependant, si on monte, les problèmes de slew-rate à l'entrée des comparateurs vont devenir plus critiques, et il ne sera vraisemblablement pas possible d'aller au delà de 10KHz sans dégradation sérieuse de la sensibilité.
    Vers le bas, ce problème ne se pose pas, et on peut envisager de travailler à 400Hz ou 50Hz p.ex., sans aucune restriction. Si on fait une habitude de travailler à basse fréquence, il est souhaitable d'augmenter/apparier C12 et C15 pour minimiser les erreurs de phase, et d'augmenter le filtrage de C22/C23.
    A basse fréquence, l'étendue de mesure va augmenter proportionnellement: p.ex. à 100Hz, la gamme en mode normal irait jusqu'à 22µF (2200µF en mode dégradé).

    Voici encore quelques exemples de condensateurs:

    A suivre....
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  15. Tropique

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    Pour conclure....

    Cet instrument est destiné à ceux qui ont besoin d'extraire des paramètres précis de condensateurs.

    Une première application est la détermination du diélectrique: on a pu voir que pour des condensateurs en bon état, chaque matériau a un tan qui est une véritable signature: 1% et plus pour les "vieilles" technologies, 0.4% pour le mylar, 850ppm pour le polycarbonate, 150ppm pour le PP, et 100ppm ou moins pour le PS.
    On peut également évaluer la qualité du condensateur en connaissant son diélectrique: si on rencontre des pertes anormalement élevées, c'est presque certainement un symptôme de problèmes, présents ou à venir.
    Souvent, ce ne sont pas les pertes en elles-mêmes qui vont constituer le problème: beaucoup de circuits tolèrent des pertes relativement élevées sans dysfonctionnement visible, mais lorque les pertes ont augmenté de façon anormale, cela peut signifier une qualité de fabrication déficiente, des conditions de fonctionnement, thermiques, électriques ou environnementales trop rudes, ou un vieillissement qui s'est mal passé: dégradation du diélectrique, migration de la métallisation, réactions chimiques des constituants entre eux ou avec des contaminants, mauvais contact ohmique des connections, etc.
    Les pertes accrues sont souvent également accompagnées par des non-linéarités, et le résultat est un fonctionnement dégradé du montage, qu'il est en général très difficile de cerner:
    avec des moyens classiques, il est presque impossible de remonter à la source des problèmes, et ceux-ci sont souvent de bas-niveau, des performances pas tout à fait à la hauteur, des anomalies dans certaines conditions, etc.
    Or, un condensateur non-polarisé est une des dernières choses que l'on soupçonne en général.

    Une autre application est la sélection/comparaison de composants: si on met au point des convertisseurs résonants, ou des filtres, il faut pouvoir évaluer très précisément les performances des composants passifs, dont l'importance est primordiale. Les datasheets sont une chose, les mesures effectives en sont en une autre, et on peut récolter beaucoup d'informations utiles, ne serait-ce qu'en comparant des composants théoriquement identiques: si on constate des dispersions appréciables entre plusieurs exemplaires de condensateurs neufs et identiques, c'est généralement le signe d'une fabrication dont la qualité laisse à désirer. On peut aussi évaluer la tenue au stress, en faisant des mesures avant/après: c'est souvent très révélateur.

    Améliorations
    Dans cette implémentation, ce deltamètre est assez minimaliste; il serait possible d'en faire un véritable appareil de labo.
    La première chose à faire, est de soigner la réalisation: un PCB multicouches, soigneusement pensé pour éliminer bruit et couplages parasites, un boitier métallique, de véritables pinces 4 fils.
    On peut éventuellement rendre l'oscillateur variable, p.ex. sur 4 fréquences: 50Hz, 400Hz, 1KHz, 10KHz.
    Ensuite, on peut s'attaquer aux performances de base: diminuer la distorsion du générateur avec un controle d'amplitude plus performant, à filtre actif. Substituer un AOP plus performant au NE5532.
    Au niveau du différentiateur, il y a beaucoup à faire, voir deux exemples dans DIFFERENTIATEUR:

    D'abord un exemple de double commutation, utilisable soit avec des relais, soit avec un sélecteur à deux sections: les résistances R4 à 6 shuntent vers la masse les capacités des branches hors service; elles pourraient être remplacées par des contacts supplémentaires. Les résistances R1....n doivent être à très faible capacité, peut-être composées de 3 ou 4 en série.
    Autre option, le réglage fin entre les pas du sélecteur, pour que les comparateurs voient toujours la même tension; ce serait un peu plus contraignant à l'utilisation, mais cela permettrait une meilleure précision, surtout si on veut travailler à fréquence élevée, entre 10 et 100KHz p.ex. Il faudrait adapter l'indicateur à LEDs.
    Il est aussi possible de compenser les comparateurs, pour garder le fonctionnement "automatique": à fréquence fixe, on peut se contenter de réinjecter dans U5a une fraction de la tension détectée par les diodes D5 et D6.
    Si on veut une large plage, et pouvoir travailler à fréquence variable, il faut s'attaquer à la racine du problème, et compenser la sensibilité au slew-rate des comparateurs, ce qui est faisable, mais sensiblement plus lourd.

    Le 74HC86 peut être upgradé par un 74AC86, et pour U5, on peut choisir un modèle à très haute précision, à chopper p.ex..
    Dans les parties les plus sensibles, des résistances à 0.1%, 20 ou 50ppm/°C permettraient aussi de gagner en stabilité.

    A ce propos, je rappelle que dans la version actuelle, il est souhaitable de mettre l'appareil sous tension environ 1/4 d'heure avant d'entreprendre des réglages ou de faire des mesures à la limite de la résolution: il faut laisser le temps aux composants d'équilibrer leur T°, et aux condensateurs d'atteindre la stabilité de leur courant de fuite et de leur absorption diélectrique.
    Une dernière recommandation: il est souhaitable (pour mon proto en tous cas) de choisir pour C27 un type à compensation négative élevée. J'ai mis un N750 (violet), mais un peu plus serait souhaitable, peut-être N1000 ou N1500 (orange-orange).

    A bientôt, pour d'autres aventures!
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