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[Terminé] Générateur de fonctions "junior"

  1. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Bon, on dirait qu'il y a eu un glitch, et on a perdu FetBuff en route; cinq d'un coup, c'était peut-être un peu optimiste.

    Re:

    -----

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  2. Tropique

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    Gammes et controle de fréquence

    Il est temps d'aborder cet aspect.

    Dans le but d'alléger au maximum la réalisation, j'ai décidé de tenter une simplification: les gammes vont être dans un rapport de 100 au lieu des 10 habituels. Cela permettra de couvrir toute l'étendue de 10Hz à 10MHz en seulement trois gammes, et l'organe de sélection pourra être un simple switch miniature à position centrale neutre.
    Une telle étendue de réglage peut sembler acrobatique, mais je compte utiliser un potentiomètre logarithmique pour le réglage, assisté éventuellement d'un réglage fin.
    On verra en pratique ce que cela donne; si ce n'est pas jouable, il sera toujours temps de revenir en arrière, vers des solutions plus classiques et plus lourdes.

    Il y aura donc trois condensateurs définissant les gammes: le premier, constitué d'un fixe de 180 ou 220pF assisté d'un ajustable de 60pF, qui restera tout le temps en place. Le deuxième et le troisième seront commutés par le switch, et vaudront 22nF et 2.2µF, plus un appoint à définir.

    La tension de controle devra pouvoir varier entre 10mV et 1V. En fait, il faudra plus que ça, on va prévoir un recouvrement des gammes de 10% en bas et en haut, on ira donc de 9mV à 1.1V. Ce recouvrement est nécéssaire, non seulement pour faciliter l'utilisation, mais aussi pour monter à 11MHz. Cela permettra de couvrir les 10.7MHz, la fréquence FI FM, ce qui peut être utile en dépannage et en mise au point. Il serait dommage de se priver de cette possibilité pour 700KHz.

    Sur FreqContr, on voit une possibilité d'implémentation. Ce n'est certainement pas la seule, mais elle été conçue dans l'optique de maximiser les fonctions avec un minimum de connecteurs et commutateurs.
    Par défaut, avec le switch en position centrale neutre, la modulation FM est appliquée au sommet du pot de controle de fréquence via un condensateur de liaison et une résistance, qui forme un diviseur 1:10 avec la résistance interne, et fixe l'impédance d'entrée à 10K. Cette façon de faire permet de conserver un taux de modulation relatif constant et indépendant de la fréquence: ça n'aurait pas beaucoup de sens d'essayer de forcer une porteuse de 100KHz à faire une excursion de 1MHz (sauf si on envie d'allumer Bessel).
    L'ajustage de butée basse est réalisé de manière inhabituelle afin de ne pas avoir à utiliser un ajustable de moins de 100ohms.
    En mode "Wobbulation", l'entrée controle directement la fréquence. La tension interne n'est pas coupée, à priori le géné de wobbulation aura une impédance de sortie négligeable et forcera l'entrée. Le but de laisser la tension interne est de permettre d'utiliser l'entrée FM en sortie, pour pouvoir mesurer la tension, qui est exactement proportionnelle à la fréquence: c'est une sorte de fréquencemètre implicite.

    Il restera vraisemblablement un 324 libre, qui pourra être utilisé comme générateur interne de modulation, à 800Hz par exemple.
    L'entrée du VCO est protégée par une cellule RC R7/C2. R8 équilibre les résistances d'entrée de l'AOP.

    A suivre.....
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  3. Tropique

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    Un premier "Reality Check"

    Le temps est venu de se confronter à la réalité physique.
    J'ai donc commencé un proto qui, pour l'instant, se résume au VCO. Pour la réalisation pratique, j'ai créé ma propre plaque d'expérimentation "blindée", en partant de circuit imprimé vierge que j'ai foré en utilisant une plaque d'expérimentation classique comme "patron" (voir photos). Les trous effectivement utilisés sont chanfreinés avec un foret afin d'isoler la queue de composant de la masse. Pour avoir un maximum de flexibilité, j'ai mis tous les composants devant éventuellement être modifiés sur support: ce sont des tulipes de supports d'IC directement forcées dans des trous de 1.3mm. Le 74HC14 est aussi monté de cette manière, pour minimiser capas et inductances parasites. Le 324 est monté sur un support normal, ces aspects étant sans importance pour lui.
    Pour les premiers tests, je n'ai pas accordé d'importance au choix des composants, c'est essentiellement ce qui m'est tombé sous la main. Le but est surtout de tester la fonctionnalité, les performances et les réglages précis viendront à un stade ultérieur. Le potentiomètre est bien logarithmique, mais il est connecté de manière simplifiée, sans butée basse, et avec une butée haute fixe.

    Première mise sous tension:
    Apparemment, pas d'erreur de câblage, ça oscille, la fréquence peut être variée par le potentiomètre. Première chose qui saute aux yeux à l'oscillo: une forte asymétrie, surtout dans les fréquences basses, mais restant visible dans le haut également. Je sais que ça ne peut pas être causé par les résistances des miroirs de courant, bien que ce soient des 5% non triées: celles de ce lot sont toujours à mieux que 1%. Il reste donc les transistors: désinsertion. Les BC558 ont 1.7mV d'écart de Vbe; rien d'anormal pour des transistors pris au hasard (j'ai quand même pris soin de les choisir du même fabricant). Même test sur les BC548, et là stupéfaction: l'écart est de près de 35mV... Du coup, je teste tous les transistors Philips du casier, et je constate que tous se situent dans une fourchette de +/- quelques mV, sauf un de ceux que j'ai pris pour le proto, et qui est une trentaine de mV plus bas. En plus, son compère "normal" est parmi ceux qui ont une des tensions les plus élevées. Comme quoi Murphy est toujours à l'affût de la moindre faille...
    Après remplacement par un exemplaire plus ordinaire, plus de problème de symétrie flagrant. La mesure des fréquences donne des valeurs trop élevées: un peu plus de 11.5MHz pour le maximum, ce qui est encore raisonnable, mais plus de 25% de trop pour les fréquences sous 1MHz. Pourtant, le condensateur de timing est de 270pF, auxquels s'ajoutent les 13pF de la sonde d'oscillo. La raison n'est pas à chercher bien loin: l'amplitude est juste en-dessous de 1V càc. Le 74HC14 de Texas a un hystérésis de seulement 900mV, c'est donc logique. Il faut dire que ça faisait partie des données du problème, on savait qu'il allait falloir tenir compte d'une dispersion initiale importante.
    Dans les basses fréquences, l'excès est en partie causé par ce facteur d'échelle global, en partie par un certain offset de l'AOP, mais ce n'est pas suffisant pour tout expliquer: cela signifie que la résistance de correction en série avec le condo est insuffisante, bien que j'aie mis 62ohms (avec le simulateur, on était vers 59ohms).
    Stade suivant: passage à 330pF et 68ohms. Cette fois, les basses fréquences sont justes à très peu de chose près, mais la fréquence maxi est un peu courte: 10.5MHz. A ce stade, je ne vais pas essayer de peaufiner: je n'ai de toutes façons pas l'intention de laisser les BC en place: ce sont des transistors BF, pas idéalement adaptés aux vidéofréquences. Je verrai ce que ça donne avec des types un peu plus rapides.

    Qualité du triangle:
    En regardant bien, on voit que le triangle se déforme un peu pour certaines valeurs de fréquences. Je sais où chercher, je n'ai pas fait mes devoirs: j'ai omis un condensateur de compensation sur l'AOP, pour neutraliser le pôle introduit par R9/C2, et il y a des résonances à certaines fréquences. Avec 82pF, les choses rentrent dans l'ordre.
    Près des sommets des triangles, on devine un soupçon de quelque chose: celà a à voir avec le problème de diode, qui était flagrant avec le simulateur, mais à peine détectable en réalité. Un essai de mise en série de BAT82 additionnelles change subtilement quelque chose, mais difficile de dire quoi, ni même si c'est une amélioration. A creuser par la suite.

    Ergonomie
    Une des inconnues était la validité pratique d'un réglage de fréquence couvrant un rapport de 1 à 100. A première vue, quand on tourne le potentiomètre, simplement en regardant l'oscillo, sans chercher une valeur précise, ça a l'air très satisfaisant. On a même l'impression que le potentiomètre fait bien plus qu'un tour. Quand on se fixe une valeur, p.ex. atteindre une période de 4 carreaux sur l'écran, c'est rapide, instinctif et direct, sans avoir besoin de chipoter ou de revenir en arrière.
    Quand on fait le même test au fréquencemètre, les choses se corsent: je me fixe un but de 455KHz, et là, c'est plus épineux: il y a plus de résolution, et puis surtout, il y a le délai d'acquisition du fréquencemètre qui gêne considérablement. En plus, le cerveau doit faire la traduction entre la rotation de l'axe et les chiffres qui défilent, c'est nettement moins intuitif que de positionner un flanc sur un écran. A 1 ou deux KHz près, c'est faisable sans chipoter excessivement; si on veut arriver à 100 ou 200Hz, c'est limite faisable, mais plutot horripilant.
    Conclusion:
    Si on a besoin d'une résolution/précision comprise entre 1% et 1°%, c'est acceptable; si on veut aller plus bas, il faut soit incorporer le réglage fin (dont la résolution vaut 1/20ème du principal), soit utiliser des gammes traditionnelles en décades.
    Il faut dire aussi que le test a été fait avec le potentiomètre non fixé, au bout de ses fils, et sans bouton. Il y a donc une certaine marge.

    A suivre....
    (Je prie pour les fichiers image, je sens que le bébé se présente mal...)
    Dernière modification par Yoyo ; 11/08/2008 à 16h20.
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  4. Tropique

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    Re : Un premier "Reality Check"

    Ce coup-là, je le sentais venir gros comme ça.
    Bon, bis repetita etc:
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  5. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Tests supplémentaires sur le VCO:

    J'ai quelque peu approfondi les points constatés précédemment.
    Première manip: changement de transistors par des 2N3904/3906, comme dans la simu.
    Très nette amélioration des rapports des gammes, bien que sur le papier, ils soient assez similaires aux BC point de vue bande. Ce point peut être considéré comme réglé.

    Quelques essais avec des diodes:
    Le remplacement des 1N4148 par des BAT82 donne des défauts très visibles au triangle, surtout dans les basses fréquences: curieusement, la charge injectée est plus élevée, bien que ce soient de petites schottky.
    Par contre, un essai avec des schottky RF, faible capacité, donne un résultat absolument parfait. Les traces de défaut que l'on devinait avec les 1N4148 ont totalement disparu. Encore une fois les différences de caractéristiques sur le papier sont assez peu significatives. Les diodes que j'ai employées sont de classiques HP5082-2800, mais je suppose que toutes les diodes UHF de 25mA et quelques volts donneraient des résultats comparables. Les schottky d'usage général sont donc à éviter.

    Linéarité du VCO:
    J'ai relevé quelques valeurs de la caractéristique fréquence/tension: on constate qu'elle est quelque peu "bombée" dans les basses fréquences, entre 100KHz et 1MHz. Les fréquences sont trop élevées de quelques pourcents par rapport à la tension d'entrée. Dans l'absolu, c'est un problème relativement mineur, puisqu'il s'agit d'un générateur et non d'un convertisseur tension/fréquence. Je ne vais donc pas investir de ressources importantes pour l'éliminer complètement, mais si des mesures simples peuvent être prises pour le réduire, autant les mettre en oeuvre.
    J'ai donc fait quelques essais en ce sens, et j'ai pu constater que la modification des densités de courant relatives dans les transistors des miroirs de courant permettait de jouer sur la linéarité dans cette région. Si on combine celà avec la résistance de compensation, qui agit essentiellement en haute fréquence, on dispose de pas mal de degrés de liberté pour se rapprocher d'une caractéristique linéaire. Il faudra un certain nombre d'essais/erreurs avant d'arriver à la combinaison optimum, mais ça ne devrait pas être trop difficile, puisque les résultats du simulateur collent bien à la réalité.
    VCOlin montre un début d'optimisation selon ces lignes. Il pourra encore être peaufiné.

    Il va falloir commencer à songer à la suite du programme: il reste deux fonctions majeures à implémenter, le convertisseur sinus, et l'ampli de sortie
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  6. DAUDET78

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Quelques remarques philosophiques sur le schéma :
    1/ Quel est le rôle de R7 ?
    2/ La charge au niveau bas (R1 D2 R5 avec 5V) ou au niveau haut (R6 D1 R3 avec 0V) donne un courant Isink ou Iload de 7,4 mA ce qui excède la spécification du 74HC14 qui est de 4 mA
    3/ La tension d'entrée V2 du VCO ne doit pas excéder (1,6 - VecQ1) soit environ 1V en typique et (0,9 - VecQ1) soit environ 0,3V en minimum garantie (je prend 0,6V de VecQ1 pour qu'il soit à la limite du fonctionnement en linéaire et pas encore en saturation)
    4/ Ce n'est qu'une simulation logicielle et il y a une certaine différence entre l'ordinateur et la réalité
    Bonjour et au revoir .... a remettre en début et en fin de réponse
     

  7. thomas84

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Citation Envoyé par DAUDET78 Voir le message
    Quelques remarques philosophiques sur le schéma :
    1/ Quel est le rôle de R7 ?

    tu l'as déjà expliqué dans un post précédent:

    "Une simple résistance a été rajoutée en série avec le condensateur; elle ne change rien aux courants de charge, puisque ceux-ci sont déterminés par les sources de courant. On peut voir par contre l'effet sur l'entrée du trigger (trace rouge): le courant de charge qui passe par cette résistance y développe une chute de tension, alternativement positive et négative, qui vient s'opposer à l'hystérésis. L'effet est d'avancer les instants de commutation, et donc de compenser les délais internes."
     

  8. DAUDET78

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Citation Envoyé par thomas84 Voir le message
    L'effet est d'avancer les instants de commutation, et donc de compenser les délais internes."
    Pour ma part, je n'en suis pas persuadé .... sur un montage réel.
    Bonjour et au revoir .... a remettre en début et en fin de réponse
     

  9. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Citation Envoyé par DAUDET78 Voir le message
    Pour ma part, je n'en suis pas persuadé .... sur un montage réel.
    L'image VCO10Meg, du #14, explique le mode d'action de cette résistance: voir trace rouge.
    A chaque changement de polarité, on voit un saut de tension, qui vient se retrancher de l'hystérésis de l'entrée. L'effet pratique est donc de réduire la bande d'hystérésis de façon proportionnelle aux courants de commande, et donc à la fréquence.
    Quant au montage réel, il existe (voir #19), et il n'y a pas de divergence majeure avec la simulation (excepté le comportement des diodes, dont la modélisation a une lacune).
    Il y a inévitablement de petites divergences: p.ex., dans la simu, la valeur optimum de R7 est de 59ohms, alors que dans la réalité on est plus haut, à 62ohms. Mais ce genre de divergence n'a rien de choquant, et est du même ordre de ce qu'on obtiendrait en mettant des composants de provenance différente.

    2/ La charge au niveau bas (R1 D2 R5 avec 5V) ou au niveau haut (R6 D1 R3 avec 0V) donne un courant Isink ou Iload de 7,4 mA ce qui excède la spécification du 74HC14 qui est de 4 mA
    Je vais essayer d'inclure la datasheet du Texas, puisque c'est celui que j'utilise sur le proto. Si ça ne marche pas, voici le lien:
    http://www.datasheetcatalog.com/data...CD74HC14.shtml
    Les datasheets donnent deux types d'information: les ratings, qui sont les valeurs à ne pas dépasser, et les specifications, ou caractéristiques, qui sont informatives.
    Les ratings indiquent que le courant de source ou de sink à ne pas dépasser est de +/-25mA par sortie; d'autre part, les spécifications donnent certains points de la caractéristique tension/courant des sorties pour des cas présentant un intérêt particulier: les cas d'interfaçage avec une famille CMOS, et avec une famille TTL.
    Tout le reste de la caractéristique U/I de 0 à 25mA est donc autorisé, mais "inconnu". Il y a cependant dans les caractéristiques générales de la famille logique les courbes des transistors de sortie, mais il s'agit de valeurs typiques, donc en principe sans garantie.
    En toute rigueur, les seules informations "dures" (et donc fiables) sont celles données dans le tableau. Si on a l'esprit tatillon, on peut essayer de "coller" exactement à ces valeurs, mais ça revient à s'attacher une main dans le dos et à se rendre la vie très difficile: pour commencer, aucune caractéristique n'est donnée pour la valeur de la tension TTL classique de 5V p.ex.
    Dans la réalité, on fait en général preuve de bon sens, et les fabricants eux-mêmes montrent l'exemple (le mauvais): les notes d'applications fourmillent de cas "non-conformes": tout oscillateur, porte à diode, CMOS utilisé en linéaire, etc, viole un ou plusieurs principe de la rigueur logique.
    L'essentiel est de savoir jusqu'où ne pas aller trop loin.

    3/ La tension d'entrée V2 du VCO ne doit pas excéder (1,6 - VecQ1) soit environ 1V en typique et (0,9 - VecQ1) soit environ 0,3V en minimum garantie (je prend 0,6V de VecQ1 pour qu'il soit à la limite du fonctionnement en linéaire et pas encore en saturation)
    Pour 6V d'alimentation, la datasheet donne un seuil mini de 1.2V, et si on veut travailler avec Vbc>0, on est limité à 0.6V pour V2, donc on est hors spec. Conclusion, il faudra trier le 74HC14.
    En principe.
    En fait, il y a relativement peu de chances de tomber sur un exemplaire aussi marginal, et de plus, le transistor acceptera encore de fonctionner en mode linéaire dégradé jusqu'à Vcesat, ce qui veut dire que même sans tri, le circuit fonctionnera presque toujours. De toutes façons, l'exigence de tri n'est pas dramatique, puisqu'il y aura d'autres composants à trier, comme les transistors par exemple (sauf si on se paye le luxe de transistors doubles). Et pour eux, ce sera vraiment impératif.

    4/ Ce n'est qu'une simulation logicielle et il y a une certaine différence entre l'ordinateur et la réalité
    C'est un outil, utile et puissant, mais à utiliser avec discernement et circonspection. Là encore, le bon sens est le meilleur guide, et il ne faut pas tout prendre pour argent comptant.
    Le fait est que ceux à qui la simulation est la plus profitable est paradoxalement, ceux qui seraient capable de s'en passer....
    Dernière modification par Rincevent ; 13/08/2008 à 14h39.
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  10. Tropique

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    Le conformateur sinus

    Encore une petite précision, avant de continuer:
    Lorsqu'il m'arrive d'entrer dans des "zones grises", comme celles évoquées par Daudet, c'est en pleine connaissance de cause. Appelons ça un risque calculé: le bénéfice, en terme de simplicité, de coût et de performances est élevé, et les risques sont faibles, sans conséquences graves, et surtout remédiables facilement: si par extraordinaire, le 74HC14 sur lequel on est tombé n'est pas satisfaisant, on en achète un autre à 0.5€ et on l'utilise pour autre chose.
    Faire la même chose avec les composants d'un pace-maker est une toute autre paire de manche.
    Le fait est que ce genre de démarche est généralisé dans l'industrie électronique, et pas seulement au niveau consumer: simplement, on est conscient qu'au niveau du test final, il pourra y avoir un certain nombre de "rejects", mais si le pourcentage est faible et que le bilan global est positif, c'est acceptable. Rares par exemple seraient les fabricants qui se refuseraient à utiliser un BD135 à 600mA parce qu'au delà de 500mA, le gain n'est plus garanti (bien qu'il accepte 2A).
    Encore une fois, dans les applications "life critical" ou "mission critical", il en va autrement: on va la plupart du temps demander au fabricant de fournir des composants testés à 100% sur un certain nombre de spécifications, mais l'ordre de prix est très différent.

    Revenons à nos moutons.
    Il va falloir sélectionner un type de conformateur afin de transformer le triangle en sinus. Comme on l'a vu dans l'introduction, tout ce que l'univers compte de non-linéaire a déjà été utilisé dans cette fonction. Ici, les contraintes de coût, de simplicité et de tension d'alimentation vont fortement limiter le choix: avec seulement 6V, il n'y a pas beaucoup de "place" pour des jFETs ou des conformateurs à diodes, et les petits MOS de puissance ont des capacités trop élevées pour les fréquences envisagées ici. L'ampli différentiel à Bjt semble donc un choix assez logique: voir diffSine.
    L'amplitude du triangle a été ajustée à 74mV crête, ce qui est proche de l'optimum, du moins pour la distorsion: la forme d'onde n'est pas très satisfaisante. On peut essayer de rendre cette forme moins anguleuse en jouant sur l'amplitude: voir diffSine+.
    C'est déjà moins choquant visuellement, mais la distorsion est grimpée à près de 4%.
    Pour arriver à progresser, il va falloir examiner plus en détail les principes théoriques de ce conformateur.
    Il est basé sur le fait que la fonction sinus peut être décomposée (entre autres) en une série en tanh; or, la fonction de transfert de l'ampli différentiel est également en tanh. Le problème, c'est qu'on a qu'une seule paire différentielle, et donc un seul terme de la série. Cette série a beau être efficace et converger très vite, c'est malgré tout un peu léger. La solution logique est évidemment d'ajouter un ou plusieurs termes, et donc autant d'étages. C'est ce qui est fait dans certains circuits spécialisés, des convertisseurs trigonométriques. C'est une méthode très puissante, qui étonnament, permet non seulement de couvrir 360°, mais nettement plus, des centaines de degrés si l'on veut.
    Nous, nous nous contenterons de -90° à +90° et retour, mais nous n'avons pas de ressources de transistors comme dans un circuit intégré. On va donc créer un terme "factice", linéaire, au moyen d'une résistance, pour avoir un terme et demi à notre série. Une approximation approximative en quelque sorte. Voir diffSine1 pour le résultat.

    A suivre...
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  11. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    DiffSine s'est perdu en route:
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  12. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Quelques nouvelles du front:

    J'ai commencé à évaluer "physiquement" les deux types de buffer (voir #15). J'ai fait tout le montage sur tulipes, et comme les deux variantes ont la même structure, il suffit de changer les transistors et les résistances pour passer d'une variante à l'autre. Cela permet de faire des comparaisons dans des conditions identiques.
    Les résultats confirment ce que la simu avait montré: la version à Bjt est sensiblement plus performante, mais elle n'est pas tout à fait sans reproche; c'est d'ailleurs pour cette raison que j'ai organisé cette confrontation physique.
    La base du transistor NPN est très sensible aux capacités parasites: la résistance de pull-up de 33K ne fait passer qu'un courant très faible, juste suffisant pour charger les capas parasites à 11MHz. Il suffit de poser le doigt sur cette résistance pour voir que le slew-rate décroche. La marge est donc clairement trop faible. Le remède est simple: diminuer la résistance, par exemple à 15K. L'ennui, c'est que le courant de polarisation passe alors de 190 à 400nA, et la résistance d'entrée baisse dans les mêmes proportions, ce qui commence à impacter la qualité de la forme d'onde aux basses fréquences.

    Le buffer à FET n'a pas ces problèmes, puisque son courant d'entrée est nul, mais le signal est moins net, la consommation plus élevée, et il aura aussi plus de dispersion liée au FET.
    Un dilemme difficile donc, et je n'ai pas encore tranché.
    Il y aurait aussi l'option de rendre la polarisation dynamique, controlée par la fréquence du VCO. Ce serait assez facile, il suffirait d'un transistor de plus sur le miroir de courant PNP: aux fréquences basses, où le slew-rate est sans importance, le courant serait minimal, et aux fréquences élevées, où le courant d'entrée est sans importance, le courant serait maximal.
    Cela permettrait d'avoir le meilleur des deux options.... au prix d'un transistor supplémentaire. Bien sûr, un transistor, ce n'est pas grave, mais si on commence à ajouter des trucs à chaque fois qu'on bute sur une difficulté, on se retrouve vite avec une usine à gaz. Et ici, ce n'est vraiment pas le but.
    Donc pour l'instant, je laisse encore ça en suspens, en attendant une bonne idée.

    Un autre problème qui commence à me turlupiner, c'est la façon de faire la commutation entre triangle et sinus: ça a l'air assez simple, il suffit d'envoyer l'un ou l'autre sur le potentiomètre de niveau qui précèdera l'ampli de sortie.
    Comme toujours, le diable est dans les détails: il faudra par exemple garder un seul ajustable de normalisation de niveau pour les deux situations; les niveaux DC devront également être compatibles; il faudra que ça passe 10MHz facilement; il serait souhaitable de couper la consommation du conformateur en mode triangle; et enfin, il faudrait essayer de faire tout ça avec un inverseur simple.

    A propos du conformateur:
    On avait vu que la dernière version avait une distorsion assez honorable, mais une forme d'onde pas vraiment jolie. Faut-il se préoccuper d'esthétique?
    Il y a des cas où l'esthétique rejoint la technique: si le sinus est envoyé dans des circuits ayant un comportement différentiateur, comme un filtre passe-haut p.ex., des discontinuités dans le signal vont se traduire par des résultats inattendus dans la sortie, et donc une sinusoide un peu anguleuse risque de devenir méconnaissable après différentiation. Pour cette raison, il est souhaitable de "gommer" les défauts restants, même si en termes de distorsion ils ne pèsent pas lourd.
    Ici encore, plutot que d'ajouter un étage complet, on va mettre en oeuvre une demi-mesure, focalisée sur ce défaut précis: voir diffSineFinal.
    Il s'agit d'un écrêteur, qui va se contenter de "raboter" le petit résidu de triangle présent au sommet, et qu'on a été obligé de laisser pour obtenir une distorsion convenable; il ne touche à rien d'autre.
    Un avantage de ce circuit, c'est qu'il ne nécéssite pas de réglage: il s'adapte automatiquement à l'amplitude et à la tension DC. Ce sont en fait deux détecteurs de crête qui débitent l'un dans l'autre.
    Corollaire intéréssant, ce circuit a aussi permis de diminuer un peu la distorsion, même si ce n'est pas son rôle de base.

    A suivre..
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  13. Tropique

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    La sortie carré

    Avant de continuer, un petit avertissement à ceux qui seraient tentés de prendre les devants et de commencer la réalisation avec les éléments déjà étudiés:
    Il vaut mieux attendre que la totalité du projet soit terminée, d'une part parce qu'à ce moment tous les éléments auront été correctement testés dans leur contexte réel, et d'autre part parce que je donnerai des indications utiles pour le choix des composants, leur tri éventuel, l'obtention d'un layout correct, les réglages etc. En plus, dans l'état actuel des choses, même les parties déjà vues ne sont pas nécéssairement figées, et il se peut qu'il y ait des "remords", et des retours en arrière. N'oublions pas que mon proto est fait de manière à être reconfigurable à 80% sans toucher une seule soudure....
    Enfin, lorsque j'étudie les différents blocs de fonction, c'est plus ou moins en isolation, même si je garde un oeil sur leur environnement futur probable. Il se peut qu'il y ait des adaptations pour pouvoir les intégrer dans l'ensemble.
    Un peu de patience donc!

    Pourquoi créer un post sur la sortie carrée? Et d'abord, pourquoi une sortie carrée spécifique?
    Souvent, on a le choix de mettre en sortie une des formes d'onde, y compris le carré.


    Ce n'est pas l'option que j'ai retenue ici, pour un bon nombre de raisons:

    Il est utile, même dans un appareil modeste, d'avoir une sortie secondaire, pour synchro, trigger, etc. La sortie carré pourra jouer ce rôle.

    Avoir un carré disponible simultanément est aussi utile dans de nombreux cas, particulièrement lorsqu'il est, comme ici, en quadrature avec la sortie principale: tests de démodulateurs, de comparateurs de phase, etc

    Le signal carré a des exigences particulières: pour être amplifié sans trop de déformation, l'ampli doit avoir une bande d'environ 10X la fondamentale; pour respecter les temps de transition, il doit avoir un slew-rate de 1KV/µs. Un ampli répondant à ces critères aurait une consommation incompatible avec l'alimentation par piles.

    Il y aussi une particularité à prendre en compte: on constate que sur les générateurs qui en sont équipés, la fonction "offset" n'est très souvent utilisée que dans un cas précis: avec le carré, et d'une valeur égale à la tension de crête. Pourquoi ces conditions? Ce sont celles qui permettent d'avoir des créneaux avec le "bas" à 0, compatibles avec les signaux logiques.
    Notre générateur ne sera pas équipé de ce genre de "luxe", et avec la tension d'alim dont on dispose, ce n'est de toutes façons pas une option réaliste.
    Par contre, sur la sortie carrée, on peut facilement choisir entre un signal AC ou unipolaire: ce sera "l'offset du pauvre", mais il suffira à couvrir 90% des cas les plus courants.

    Voyons un exemple d'implémentation dans sqrOut
    Dans la version A, le signal venant du VCO arrive sur Q1, en collecteur commun. Cet étage peut être mis hors service lorsque sa résistance d'émetteur n'est pas connectée à la masse, quand le switch est en position centrale neutre. Ce "muting" a plusieurs utilités: il permet en premier lieu de réduire substantiellement la consommation lorsque ce signal n'est pas nécéssaire.
    Il permet ensuite de limiter la "pollution" électrique: un puissant signal carré qui passe à travers 5 opérateurs logiques, du cablage et la piste d'un potentiomètre risque de rayonner pas mal, même avec une réalisation raisonnablement propre.
    Comme cet instrument pourra servir de générateur HF ou FI, il est souhaitable que le signal ne sorte que de la sortie prévue à cet effet. Comme un switch est de toutes façons nécéssaire pour choisir entre les modes logique et AC, autant en prendre un à zéro central qui fait aussi cette fonction, gratuitement.

    Les 5 opérateurs du 74HC14 inutilisés sont mis à contribution comme ampli de puissance. Le potentiomètre de niveau y est directement raccordé, en passant éventuellement par le condensateur de bloquage C1.
    La résistance R3 protège la sortie et contribue à son impédance. Celle-ci n'est pas fixe et variera entre ~33ohm aux extrêmes et 85ohms au centre. Cela peut sembler bizarre, mais la désadaptation par rapport à des lignes courantes, entre 50 et 100ohms reste acceptable.
    Cet arrangement permettra de disposer de l'entièreté des 6Vpp, avec un minimum de complication, et une puissance suffisante pour faire du bruit avec un HP p.ex.

    D'autres implémentations sont possibles: voir la version B pour un exemple plus classique.

    A suivre....
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  14. Tropique

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    Re : Générateur de fonctions "junior"

    Continuons, avec la version "pratique" du convertisseur sinus et ses commutations.

    Comme prévu, ça n'a pas été de la tarte de réconciler tous les niveaux, réglages, etc. Je ne suis pas tout à fait arrivé au but que je souhaitais atteindre: il faudra un inverseur double pour passer du triangle au sinus, mais à part ça, le résultat est satisfaisant. Il faudra encore voir comment il se comporte pratiquement, puisque ce n'est pour l'instant que de la simulation. En tous cas, le terrain est déjà bien défriché.

    On voit que le circuit a été éxécuté en PNP; c'est mieux adapté à la situation, et conceptuellement, ça ne change rien. Un léger "tuning" est nécéssaire, puisqu'il est impossible de trouver de vrais transistors complémentaires.
    R18 et R19 représentent l'ajustable de normalisation de niveau de 470ohms, à mi-course. Il fait partie de la résistance de sortie du buffer vu précédemment, et est identique pour les deux versions.
    Il est connecté soit au diviseur d'entrée du convertisseur sinus (comme dessiné ici), soit directement sur le pot de niveau, matérialisé par R10.

    Le conformateur est polarisé par V2, via R16 et R17 (le générateur comprendra une référence de 2.5V). R16 sera en fait un ajustable qui permettra de modifier très légèrement la symétrie du conformateur en jouant sur le courant de polarisation. Bien que les transistors seront appariés, il faudra un réglage fin. R6 sera également ajustable, et réglera le niveau de distorsion.
    Le réseau R14/C3 permet de symétriser l'impédance vue par les deux entrées, chose importante pour de bonnes performances.

    Le courant d'alimentation du conformateur est généré par Q1, monté en source de courant. La compensation de tension de base est plus élaborée que d'habitude, en raison de la précision et de la stabilité nécéssaires ici.
    Lorsqu'une seule jonction de compensation est utilisée, la base du transistor ne la voit qu'à travers le diviseur formé par la résistance de polarisation et celle qui fixe le courant. Selon les valeurs, la compensation est donc trop faible de quelques pourcents à quelques dizaines de pourcents, ce qui tolérable pour des applications courantes.
    Le conformateur nécéssitant un courant très stable, une fraction de la tension d'une seconde diode de compensation est ajoutée via R3, ce qui permet de retrouver une compensation exacte.

    Il est possible de désactiver le conformateur en ne connectant pas R11 à la masse; il y aura donc une section de commutateur pour cela.
    Lorsque le triangle va directement sur la sortie, la tension qui revient sur l'écrêteur est trop faible pour le faire conduire, et il n'intervient plus.

    A suivre....
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  15. Tropique

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    Etat d'avancement:

    Me revoici pour quelques nouvelles.

    Si je me suis fait rare ces temps-ci, c'est pour cause de "travaux pratiques": j'ai amené la maquette à peu près au niveau de la simulation. En plus, pour pouvoir évaluer correctement le convertisseur sinus, j'ai été obligé de la "mettre au propre": il a fallu que je soigne un peu plus les appariements, symétrie, etc, afin de pouvoir faire des mesures de distortion cohérentes.

    Ce faisant, je suis tombé sur un problème que je n'avais pas encore remarqué: il y a un faible résidu de carré présent dans le triangle, qui se traduit par un saut de quelques mV à chaque sommet. Ce défaut était passé inaperçu, probablement parce que la construction "cochonnée", avec des composants en l'air avait moins de couplages parasites. Une fois tous les composants montés à leur place, condo principal, condo d'appoint, résistance de compensation, etc, c'est devenu visible. C'est assez rageant, mais assez classique aussi, ce ne sont pas les vieux briscards qui me démentiront...
    J'ai d'abord cru que c'était mon problème de diodes qui était imparfaitement résolu, mais non, c'est réellement un couplage capacitif de la sortie vers l'entrée.
    J'ai donc mobilisé un des cinq inverseurs encore libres pour inverser la sortie carré, et la réinjecter via une faible capacité dans l'entrée. Comme c'était inférieur au pF, j'ai utilisé deux conducteurs de cable plat d'une longueur de 3cm environ. Pour l'instant, c'est donc réglé, ce n'est peut-être pas la stratégie de compensation optimale, on verra par la suite.


    Tout cela m'a permis d'entamer les tests sur le convertisseur sinus, et de ce côté là au moins, les nouvelles semblent bonnes: les résultats réels collent à la simulation avec une précision millimétrique: lorsque tout est correctement ajusté, les deux raies parasites principales subsistant sont l'harmonique 3 et l'harmonique 5, et elles sont environ à -58dB sous la fondamentale, ce qui correspond à une contribution individuelle de 0.13% de distortion environ, soit 0.18% pour leur somme quadratique: on est donc exactement en ligne avec la simulation. Toutes les valeurs sont celles du dernier schéma, aucune modification n'a été nécéssaire.


    Suite du programme:
    Je vais peaufiner un peu ce qui a déjà été réalisé, entre autres pour incorporer des réglages fins de symétrie du triangle, et pour essayer de trouver la méthode la plus rationnelle possible de compensation des couplages parasites.
    Je vais aussi commencer à étudier le dernier "gros morceau" de ce projet, l'ampli de sortie.

    A suivre....
    Dernière modification par Tropique ; 19/08/2008 à 13h43.
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