Générateur de fonctions "junior"

[Tropique]

Je suis toujours dans le processus de peaufinage (physique).

Au niveau du VCO, j'ai réparé une lacune non négligeable: les transistors du miroir de courant fonctionnaient dans des conditons de puissance plutot disparates: Q1 et Q3 ayant tous deux environ la moitié de la tension d'alim sur leurs collecteurs, leurs dissipations étaient équilibrées.
Par contre, au niveau de Q2 et Q4, il y avait une forte disparité: Q4 étant monté en diode, c'est Q2 qui prenait toute la dissipation, pratiquement le double de Q1.
Pourquoi cela a-t-il de l'importance? On est loin des dissipations maximales.
Le problème c'est qu'à la fréquence maxi, le courant vaut environ 6mA; avec les ~2V de Vce, cela fait 12mW, donc 6 de plus que Q1. La résistance thermique étant, au pifomètre, de 200°C/W, elle cause un échauffement excédentaire de ~1.2°C pour Q2 par rapport à Q1. Or, il est censé le compenser, mais l'écart de T° va causer un offset de ~2.5mV.
Bien sûr, cela se produit quand la tension de controle est proche du maximum de 1V, l'erreur est donc de 1/400ème, mais c'est déjà excessif: pour arriver à une distorsion inférieure à 2/1000 en sinus, il faut que le triangle "source" ait des imperfections sensiblement inférieures au 1/1000, et une erreur de 1/400 sur le rapport cyclique causerait un niveau inacceptable d'harmoniques paires.
La solution? Une diode LED (ou une chaine de 4 ou 5 diodes) en série avec la base de Q4, qui rééquilibre la tension des collecteurs.

Il faut suivre un peu les mecs, je ne peux pas tout voir!!!

J'ai également rectifié la bande passante du convertisseur sinus, pour pouvoir atteindre les 11MHz avec une atténuation acceptable: adjonction de C5 et C6.

Je rassure tout le monde, lorsque la phase de développement/mise au point du projet sera terminée, je ferai des schémas définitifs qui reprendront l'ensemble des modifs, il ne sera donc pas nécéssaire de fouiller parmi des dizaines de post et d'images pour reconstruire une version à jour (sauf si on veut comprendre le comment du pourquoi).

A suivre....
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[Tropique]

Il est temps de s'attaquer à ce qui est probablement le plus gros morceau de ce projet, mais, auparavant, voyons l'état d'avancement de la maquette: FuncGen.

A l'avant-plan, on voit le conformateur sinus; un peu plus loin, le buffer, ici dans sa version Bjt, avec à l'arrière, le condo ajustable de la dernière gamme.
Tout au bout, le VCO, équipé d'une LED, d'un ajustable de symétrie, et des condensateurs de timing définitifs, avec leurs appoints.
Pour cette maquette, les valeurs sont juste supérieures à des multiples de 330pF: 270pF+ajustable, 33nF+560pF, 3.3µF+0.18µF.
Selon l'IC utilisé, ces valeurs pourront aller de 180pF à 390pF.
Il y a aussi quelques découplages supplémentaires qui ont bien contribué à nettoyer les signaux.

Ampli
Commençons par établir notre "wish list" pour cette fonction:

• Il doit sortir une tension aussi élevée que possible.
• Il faut qu'il ait une bande suffisante pour passer 10MHz avec une atténuation acceptable.
• Sa linéarité doit être sensiblement meilleure que 0.1%.
• Il doit s'accomoder des 6V d'alimentation.
• Il doit consommer le moins possible.
• Il doit avoir une impédance de sortie négligeable.
• Il doit faire tout ce qui précède avec un minimum de composants.

Que peut-on espérer de façon réaliste comme tension de sortie? Avec un étage classique, en classe B, il faut retrancher de la tension d'alim deux fois 0.7V pour les étages en collecteur commun; il faut aussi prévoir un peu de tension pour les résistances d'émetteur, et la marge de fonctionnement des sources de courant d'attaque; disons également deux fois 0.7V, soit 2.8V au total.
Cela nous laisse 3.2Vpp disponibles, de quoi sortir confortablement 2.83Vpp: 1Vrms. Ce n'est pas énorme, mais c'est suffisant pour la majorité des tests. Evidemment, c'est dans le cas non-terminé: si l'on est dans un environnement 50ohms, cela chute à 500mV, ce qui commence à être un peu léger.
Est-il envisageable de faire mieux, d'aller jusqu'à 2Vrms, pour se retrouver avec 1V sur la charge?
Cela nécéssiterait une tension de pratiquement 5.7Vpp, et donc l'élimination de toutes les pertes, à l'exception de la tension de saturation des transistors de sortie qui n'est pas vraiment négociable.

Et bien oui, c'est possible, notamment grâce à une vieille connaissance: pas de résistances d'émetteur, un courant de repos négligeable, une bonne linéarité... Il y a dans l'air comme un parfum de rhum et de merengue: Oui! C'est la classe B Tropicalisée qui va sauver la situation.
Il faudra un peu plus que cela, cependant: les exigences sont tellement extrêmes qu'il va falloir employer les grands moyens pour arriver à extraire jusqu'au dernier mV de l'étage de sortie: voir OutAmp.

A suivre....

[Tropique]

Evacuons d'abord les objections rituelles: il s'agit d'une simulation, qui ne reflète pas...etc...etc.

-Pour l'instant, c'est le cas, mais ce sera bientot matérialisé, et on verra ce qu'il en est à ce moment.

Même si c'est possible dans les faits, n'est-ce pas déraisonnable de pousser les composants à l'extrême limite?

-Oui et non. Je n'employerais jamais un tel circuit en production; il n'atteindra sans doute pas exactement 5.7pp avec tous les transistors, et tel qu'il est ici, la moindre dérive DC de la sortie compromettrait les performances: il faut qu'avant écrêtage, chaque transistor ait 150mV, le moindre déséquilibre entrainant un écrêtage plus précoce et asymétrique.
On verra que le circuit brut tel qu'il est ici sera par la suite équipé d'astuces qui permettront de répondre à ces objections, et d'arriver à un résultat raisonnable.

Notons que les performances en elles-mêmes sont assez ordinaires: une distortion de 0.05%, l'alimentation en 6V, la capacité de sortir 5.7V sur 50ohms, rien de tout cela n'est exceptionnel. Ce qui est inhabituel, c'est de pouvoir faire tout en même temps.

L'étage de sortie en classe BT permet d'éliminer les résistances d'émetteur, mais il a des tensions de déchet non-négligeable. Pour vaincre ces tensions, et entrainer les bases des transistors de sortie au delà des rails d'alimentation, la technique utilisée est celle du "bootstrap": les condensateurs C2 et C4, reliés à la sortie, permettent aux drivers de "monter", plus haut (ou plus bas) que les alims.

Je reviens de suite, mon PC est en train de se crasher

[Tropique]

Reprenons.

Les diodes D6 et D8 permettent d'équilibrer les bilans de charges dans C2 et C4.
Les résistances R1, R10, R11 permettent d'éviter des commutations trop "dures" des diodes.
L'étage driver est Q4, Q6 étant une simple source de courant passive.
Le composite Q7/Q2 sert d'ampli différentiel: il compare la tension d'entrée sur sa base à celle sur son émetteur, qui revient du réseau de CR R8/R9. La linéarité de ce composite est améliorée grâce à une réaction positive, une variante de bootstrap: le courant dans Q7 est fixé par R12, et modulé par la sortie, via R13.

A l'exception de la classe BT et des bootstraps, c'est donc une architecture extrêmement classique, mais qui donne des résultats corrects pour un niveau de complexité tolérable. Le courant de repos total est de 8mA, ce qui est tout à fait honorable pour un circuit montant à 10MHz.
Les transistors indiqués sont un peu fantaisistes, ce sont ceux qu'offre le simulateur. En pratique, les 2N5769 et 5771 seront remplacés par des BF224/324, 2N2369/2894 ou similaires.
Le circuit est dessiné avec une alim symétrique pour des raisons de facilité; le circuit réel comprendra des condensateurs de liaison à l'entrée et à la sortie. Il y aura également un asservissement de la tension DC de sortie, pour éviter les problèmes évoqués précédemment. Je suis en train de plancher sur le sujet: je voudrais que l'ampli d'asservissement gère non seulement le niveau DC, mais aussi qu'il participe à l'amplification des très basses fréquences, et permette de compléter C1 avec un condensateur synthétique, afin d'avoir une réponse correcte aux basses fréquences en gardant une taille raisonnable pour C1.
Si quelqu'un a des idées sur le sujet, il est le bienvenu: pour l'instant, je ne suis pas encore arrivé à un résultat qui me satisfait complètement.

Sur FreqResp, on voit la réponse en fréquence: elle est calibrée au plus juste, pour pouvoir limiter la consommation. Cela signifie qu'à 10MHz, le triangle ressemblera fort à un sinus, ce qui ne devrait pas être un inconvénient trop grave: le triangle est surtout utile dans les fréquences basses et moyennes.

A suivre...

[BastienBastien]

Hello,

Je reviens de suite, mon PC est en train de se crasher

Passes à GNU/Linux !

+

[Tropique]

Voici le résultat (peut-être provisoire) de mes cogitations sur ce sujet. Ca a pris un peu de temps, parce que je n'arrive pas à quelque chose qui me satisfasse totalement: voir DC servo.

Quelques mots d'explication, comme il s'agit d'un support de réflexion, et non du circuit réel, final.

U2 symbolise l'ampli de sortie; c'est plus efficace pour la simulation, et il a comme la version réelle des caractéristiques de bande suffisamment élevées pour ne pas intervenir dans les aspects BF. Le réseau de CR reste le même: R1 et R2, avec un condensateur de valeur raisonnable: C1.

L'ampli d'asservissement est U1; il compare la tension de sortie à la moitié de la tension d'alimentation, grâce à R6-R7. Mais il fait aussi plus que cela: en alternatif, il compare la tension d'entrée, couplée par C5, à la version amplifiée et mise à l'échelle par R4-R5. Le rapport R4-R5 n'est pas parfaitement identique à celui de R1-R2. Cela fait partie de l'optimisation (compromis?) du circuit.
Il y a deux problèmes à résoudre: le condensateur C6 de bloquage de la sortie, qui agit comme un filtre passe-haut, et le filtrage introduit par C4 et C3, qui évitent au circuit de voir des hautes fréquences qu'il est incapable de traiter.
L'un cause une petite atténuation à 10Hz qui est compensée par une légère "bosse" dans le gain aux TBF, et l'autre cause de petites variations de gain aux fréquences moyennes, qui peuvent être gommées par un excès de gain de l'ampli DC. La solution est commune aux deux problèmes: l'altération du rapport des diviseurs.
Le résultat est un ampli dont le gain reste stable à +/-0.05dB dans toute la bande utile, ce qui est satisfaisant (mais pas du luxe si on veut conserver un triangle parfait).
Ce qui est moins satisfaisant, c'est que l'ampli de correction est couplé directement à l'entrée inverseuse de l'ampli rapide via une résistance de 1K; j'aurais préféré pouvoir isoler la sortie avec un condensateur de filtrage éliminant la HF, mais cela signifie aussi l'introduction d'un pole supplémentaire dans la réponse, ce qui complique encore un problème qui est loin d'être simple.
Comme le signal HF sera déjà bien atténué, je préfère pour l'instant m'accommoder de la situation. La maquette physique permettra de savoir s'il faut pousser plus loin. Et encore une fois, si quelqu'un a une idée géniale pour faire un circuit simple et sans compromis, qu'il n'hésite pas...

Asuivre

[Tropique]

Un petit rapport d'avancement, pour ceux qui s'inquiètent de l'avenir du projet:

J'ai réalisé l'ampli de sortie (sans servo pour l'instant), et j'ai passé les derniers jours à la mise au point: comme prévu, c'est un gros morceau.

Avec les valeurs du schéma, il était marginalement stable (ou instable): sans signal à l'entrée, ou avec un signal BF, le comportement était à peu près normal, mais dès qu'un signal un peu "violent" était appliqué, genre carré, cela déclenchait des oscillations HF.
Chose qui va réjouir ceux qui nourissent une aversion pour les simulateurs, il n'y avait aucun signe du problème dans les simulations: les réponses en amplitude et en phase étaient propres et régulières, et la sensibilité aux valeurs de composants de compensation, faible.
Cela ne veut pas dire que j'ai vraiment été pris par surprise: les compensations sur les amplis rapides sont toujours délicates, et dépendent fortement d'éléments parasites.
En plus, ce circuit fait appel au bootstrap. En basse fréquence, cela ne cause généralement pas de souci, mais il en va différemment quand on monte en fréquence: théoriquement, le gain d'un étage boostrappé reste toujours très légèrement inférieur à l'unité: on réinjecte vers l'entrée un signal légèrement atténué par le gain non-unitaire de l'étage en collecteur commun.
Mais en HF, des éléments parasites interviennent, et il se peut qu'il y ait un léger "gain" en tension apparent à certaines fréquences. Le gain peut donc très bien passer de 0.995 à 1.005; cette différence, apparemment infime, suffit à transformer un étage stable et calme en un oscillateur potentiel, hypersensible à la moindre perturbation.
Ici, ce n'est pas un bootstrap qu'il y a, comme c'est normalement le cas, mais trois; et on ne se contente pas de boostrapper de simples résistances, mais des étages complets... Cette technique s'apparente un peu aux pactes avec le diable: il faut être très malin pour en retirer les avantages promis sans se faire carboniser.

On pense généralement que pour qu'il y ait surtension, il faut au minimum une self. En réalité, ce n'est même pas le cas: de simples circuits RC suffisent à "amplifier" une tension. Bien entendu, cette amplification est faible, et il n'y a pas de gain en puissance. Mais la haute impédance d'entrée de l'étage boostrappé suffit à faire le reste, et rend possible les oscillations. Pour ceux qui sont intrigués par cette possibilité, voir ceci p.ex.:
http://forums.futura-sciences.com/thread85646.html
En plus, tout circuit réel comporte également des inductances parasites, qui ne font qu'embellir le problème.

Je suis donc en train de rectifier et de réarranger les compensations, afin d'aboutir à un circuit stable et reproductible. Ce sont les aléas du "temps réel", mais c'est en bonne voie.

A suivre....

[Tropique]

Désolé pour cette longue absence, mais j'ai été assez occupé, et je n'ai pas eu beaucoup de temps pour la bidouille (je dois aussi gagner ma vie par moments).


Voici quelques nouvelles:

L'ampli résiste toujours; j'ai plus ou moins pu régler les problèmes de stabilité, mais maintenant apparait un autre souci:
A fréquence élevée, un certain "essouflement" se manifeste, avec pour résultat une diminution de l'amplitude maximale disponible.
Un tel phénomène était prévu, il aurait été irréaliste d'imaginer sortir la totalité des 2Vrms jusqu'à 10MHz, et j'avais considéré qu'une perte de 3dB à 10MHz restait acceptable. Malheureusement, avec la maquette correctement compensée, la compression de niveau commence beaucoup plus tôt, vers quelques MHz.

Ici également, il y a une divergence par rapport à la simulation.
Plusieurs raisons à cela:
D'une part, on arrive aux limites des composants et de leurs modèles, ce qui cause des divergences notables.
D'autre part le circuit utilise un mélange de réaction négative (contre-réaction) et de réaction positive (bootstrap). La réaction positive est souvent un problème délicat pour les simulateurs. On n'en est plus aux temps héroïques où le résultat était un plantage systématique, mais il y a des cas où cela reste difficile à gérer. Les simulateurs actuels s'en tirent assez bien quand la réaction positive est largement dominante (oscillateurs), où quand elle est de nature analogue à la CR: dans ce cas, il suffit de faire le bilan algébrique des dB positif et négatifs, et le résultat est généralement assez correct. Par contre, quand les mécanismes et les chemins de réaction + et - diffèrent, la précision effective des itérations est affectée, et même si l'algorithme semble converger de façon normale, de petites variations de paramètres secondaires modifient de façon disproportionnée les résultats finaux.

Enfin, mea culpa, j'ai fait preuve de "hybris" dans mon approche: lorsque je simule quelque chose, j'utilise généralement des composants idéaux, et je "discrétise" les éléments parasites que je sais critiques, comme l'ESR d'un condensateur ou la capa parasite d'une résistance.
Si je procède ainsi, bien que le simulateur donne la possibilité d'utiliser des composants réels, non-idéaux, c'est parce que je m'estime suffisamment malin pour savoir quels paramètres sont importants, et je ne désire pas avoir des dizaines de paramètres plus ou moins inconnus qui viennent "polluer" mes résultats. Il serait évidemment possible d'aller examiner chaque modèle de composant pour voir exactement quels éléments parasites sont inclus, mais au niveau de tout un schéma, ce serait fastidieux, et je préfère donc garder un contrôle total sur tous les éléments. En général, ça marche plutot bien, sauf qu'ici, tous les élements parasites ont leur importance: beaucoup des composants ont à leurs bornes la totalité ou une fraction importante de la tension de sortie, et leurs capas parasites doivent être chargées et déchargées au rythme de cette tension. Au total, cela fait une charge supplémentaire importante, notamment pour le driver, et comme le courant de repos est limité au strict minimum, il n'y a pas de réserve.
J'ai donc remis l'ouvrage sur le métier, et je vais essayer d'arriver à un compromis satisfaisant. Si cela ne s'avère pas possible, il faudra revoir les ambitions à la baisse.

A suivre....

[Tropique]

Voici enfin, après des arbitrages et des compromis déchirants (!), la version finale de l'ampli que j'ai retenue et testée.


Notez que c'est la version "brute", pour simulation etc. La version finale, constructible, aura des valeurs, notamment de condensateurs, plus adaptées, mais l'essentiel y est.
Il n'y a pas de "révolution" par rapport au circuit initial, juste quelques différences dans la stratégie de compensation en fréquence et le courant de repos.
Celui-ci est maintenant de 12mA pour la totalité de l'ampli. Cela reste compatible avec l'alimentation sur piles, bien que les 8mA de départ eussent été préférables.

Autre point sur lequel j'ai du transiger: la bande en puissance en sinusoidal. A partir de 6~7MHz, la forme d'onde commence à se dégrader, pour cause de slew-rate insuffisant. Monter plus haut aurait exigé un courant de repos encore plus élevé, c'est donc un compromis.
Par contre, en triangulaire, il n'y a pratiquement pas de problème, même au maximum, puisque le manque de slew-rate a pour effet de "triangulariser" le signal.
On se console comme on peut, bien que l'utilité d'un signal triangulaire en HF soit relativement discutable.

On peut s'interroger sur le bien-fondé de tous ces compromis.
Je trouve qu'il aurait été dommage de "brider" le générateur sur la quasi-totalité de son domaine de fonctionnement juste pour avoir les derniers MHz "bien propres".
Dans les fréquences basses et moyennes, disposer de 2Vrms n'est pas un luxe, et d'autre part, il n'était pas non plus question de sortir de l'optique "junior", en utilisant des composants plus performants.
J'ai essayé de faire du mieux que j'ai pu, avec toutes les contraintes de tension et courant d'alimentation, de prix et de simplicité.

La compensation en fréquence est ici particulièrement difficile, principalement à cause du bootstrap: normalement, on aurait mis un pôle dominant sur l'ampli en tension Q4. Mais avec le bootstrap qui injecte du signal sur l'émetteur, l'effet d'un condensateur c-b n'aurait pas été celui escompté, du moins pour les alternances négatives, quand D6 est bloquante.
Pour résoudre ce casse-tête, la compensation se fait sur deux étages, avec C6 et C7, tandis que C3 garde l'émetteur de Q4 "froid" en VHF, même lorsque D6 est bloquante.

Le résultat final est acceptable, et dans cette incarnation, simulation et réalité montrent un bon accord.


Que reste-t-il à faire?
Il y a encore deux ou trois fonctions auxiliaires à implémenter, comme l'alimentation régulée et le générateur de 800Hz de modulation interne, et puis il faudra intégrer tout cela dans un ensemble harmonieux et homogène, avec servo, commutations, réglages, etc.
L'atténuateur de sortie suivra la même philosophie minimaliste que les gammes de fréquence: avec un potentiomètre logarithmique pour la commande de niveau, on pourra se contenter de deux positions, 0 et -40dB.
La position 0dB sera celle d'usage général, couvrant 20mV à 2V, et celle de -40dB permettra d'émuler les sources à bas niveau, aussi bien en BF, comme des micros p.ex., qu'en HF, pour les signaux d'entrée de circuits FI ou de récepteurs AM.
Un atténuateur externe ne sera nécéssaire que si l'on souhaite descendre sous quelques dizaines de µV.

A suivre....

[Tropique]

Voici une des fonctions restant à réaliser. Il s'agit du générateur 800Hz permettant de générer directement des signaux modulés FM avec le VCO.

Ce n'est pas un élément indispensable, mais compte tenu du faible niveau de prix et de complexité, il n'y a pas de gros inconvénient à l'implémenter, même si l'on en n'a pas un besoin direct et immédiat. Il utilise une des sections libres du LM324.

Le principe est celui d'un filtre passe-bande centré sur 800Hz, et qui oscille grâce à une réaction positive. Celle-ci est limitée au moyen d'un écrêteur à diodes, D1-D2, qui fixe l'amplitude de sortie à 1.5Vcc.
Cette solution a été retenue plutot que le plus classique pont de Wien, car le filtre BP peut avoir un Q beaucoup plus élevé qu'un pont de Wien purement passif. Cela permet, même avec une forme d'onde sévèrement écrêtée, de récupérer une sinusoïde de bonne qualité. L'avantage d'un écrêtage "dur" est de donner une bonne robustesse de l'amplitude d'oscillation face aux dérives et aux tolérances des composants.
On obtient donc une amplitude stable et définie avec une distorsion de quelques dixièmes de %, sans régulation et sans le moindre réglage.
Cette technique est donc bien adaptée aux petits oscillateurs simples pour lesquels on ne recherche pas les performances ultimes de distorsion.
La source V2 est la référence interne, qui servira également aux autres parties de circuit.

Pour l'instant, le circuit n'existe que sous forme simulée, mais il y a relativement peu de chances d'avoir des surprises lors de la réalisation: il est simple et peu exigeant concernant les composants.

A suivre....

[Tropique]

Voici la dernière pièce du puzzle pour ce projet: le régulateur 6V d'alimentation.

Pourquoi n'avoir pas pris un simple régulateur 3 pattes intégré?

Il y a un certain nombre de raisons:

-Il faut un modèle LDO, et la tension de 6V n'est pas si courante pour ces modèles.
-La stabilité d'un régulateur standard est insuffisante pour ce projet; il aurait donc fallu de toutes façons une référence, et comme il reste un LM324 disponible, la seule chose à rajouter est un transistor.
-Les performances, en drop-out et régulation dynamique sont meilleures qu'un régulateur intégré.

Le circuit
C'est une architecture LDO tout à fait classique, avec un élément PNP. La source de régulation est U1, une référence intégrée de 2.5V, dont il existe une infinité de modèles.
On voit qu'il y a une sortie directe, non régulée: c'est en fait l'astuce qui permettra à l'amplificateur de sortir ses 2Vrms sans devoir gratter jusqu'aux derniers millivolts de tension de saturation des transistors de sortie.
Le NPN y aura son collecteur connecté, et comme le régulateur a besoin d'au moins 200mV pour fonctionner, la tension effective d'alim de l'ampli sera toujours au moins de 6.2V. Ces quelques centaines de millivolts supplémentaires peuvent paraître négligeables, mais ils font toute la différence, et permettront à l'ampli d'avoir un peu d'espace pour respirer.
Le fait que la tension de collecteur soit non-régulée ne change rien aux performances de l'ampli. La référence du DC-servo sera un peu remontée par rapport aux 3V d'origine, afin de recentrer la tension de sortie.

Autre petite astuce: il y a une LED. C'est la seule de ce projet, et elle a de bonnes justifications, autres que de la pure décoration.
Quand la tension de la pile sera trop faible pour permettre la régulation, la sortie de l'AOP va aller en butée basse et donc allumer la LED. On dispose ainsi d'un indicateur "LoBat" presque gratuit, et qui ne consomme rien en fonctionnement normal. Même quand la LED s'allume, elle contribue au courant de base du transistor, on ne peut donc pas dire qu'elle gaspille le courant de la pile.

Voila, tous les éléments essentiels du projet ont été passés en revue, il restera maintenant à faire un solide travail d'intégration, afin de mettre tout cela en musique.
Et une fois que tout aura été assemblé, il faudra vraisemblablement encore faire une passe de débuggage, pour éliminer les problèmes qui ne manqueront pas d'apparaitre à ce stade.

A suivre....

[Tropique]

Voici, pour patienter, quelques photos de la croissance du "bébé":

"General" montre la maquette en train de se peupler.
"Amp" montre plus spécifiquement l'ampli de sortie.
"Auxiliaire" est un gros plan sur les circuits auxiliaires.

A bientôt....

[BastienBastien]

Bonsoir,

Quel courage ! Quelle persévérance ! Quel bordel !

[Tropique]

Bonsoir,

Quel courage ! Quelle persévérance ! Quel bordel !

Relativisons quand même...
Sauf pour la dernière partie, mais là, c'est ma marque de fabrique.
On ne se refait pas.
Et puis, voyons les choses en face: les composants, ils s'en foutent (enfin, j'espère pour eux)....

[Tropique]

Il est temps d'entamer la phase finale de ce projet.

Voici donc le schéma "constructible" du générateur, tenant compte de tous les enseignements récoltés dans les phases précédentes, et incorporant également les dernières corrections qui ont du être apportées lors des tests de la maquette complétée.

Pour des raisons de lisibilité, le schéma sera scindé en deux folios: l'un sera consacré à la partie génération/alimentation, et l'autre à la partie mise en forme/amplification. Comme il n'y a pratiquement aucun renvoi entre les deux, cela ne gênera pas la compréhension.

Lorsque les deux parties auront été mises en ligne, je donnerai les explications concernant les particularités, les modifications, le choix et le tri des composants ainsi que la construction.

A suivre....

[Tropique]

Voici la seconde partie du schéma "constructible".
Je viens également de me rendre compte que j'ai commis un ou deux oublis dans le folio précédent, au niveau du 2.5V.
Je vais les rectifier.

A suivre...

[Tropique]

Pourquoi cette maxime en exergue?
Nous allons aborder les aspects pratiques de la réalisation, et les performances finales vont énormément dépendre du temps et du soin que l'on aura investi dans les réglages, les appariements, etc.

La philosophie de ce projet est 100% amateur: il serait totalement inadapté à une production industrielle (du moins sous cette forme). Pour un amateur, passer un quart d'heure à peaufiner un réglage n'est pas un problème; pour un industriel, c'est catastrophique: cela fait exploser le prix du produit.
Les industriels ont à leur disposition des réseaux de résistances trimmés au laser, des transistors multiples, des moyens de mesure "lourds".
L'amateur n'a rien de tout cela, mais il a la motivation, le temps et la patience. Ces ressources seront donc exploitées au maximum.

Avant d'entrer dans le vif du sujet, voici quelques premières impressions après que la maquette ait été complétée et testée.
Comme prévu, il y a quelques imprévus....
On constate que dans la partie supérieure de la gamme II, les sommets des triangles montrent une sorte de "trou". La raison est vite identifiée:
Le cablâge vers le commutateur de gamme a été fait au moyen de fil plat, d'une douzaine de cm. Cette longueur est déjà suffisante pour introduire des effets de ligne de transmission, et en particulier d'inductance parasite. Pendant quelques ns, le temps de propagation, le VCO ne "voit" pas le condensateur de 33nF mis en parallèle, d'où le trou. Il ne se produit que vers le maximum de fréquence, là où le courant du VCO est maximum. Dans la gamme I, le phénomène est certainement présent également, mais il est complètement indétectable à cause de la fréquence plus basse.
Le remède? Un câblage minimisé, et réalisé avec du fil de wrapping torsadé pour réduire l'inductance.
Le condensateur de la gamme III est passé de 270pF à 220pF; pas de grosse surprise, c'est dû à la capacité parasite additionnelle du câblage. La résistance de compensation R14 a été adaptée en conséquence.

Au niveau de la sortie sinus/triangle, une surprise qui n'en est pas une: le niveau DC de sortie bouge (transitoirement) avec le réglage de niveau. C'est logique et prévu, puisque le potentiomètre de niveau sert en même temps de résistance de charge, et est donc soumis à une tension continue. Il faut reconnaitre que c'est assez déconcertant, voire déplaisant: imaginer théoriquement le problème est une chose, y être confronté pratiquement en est une autre .
Il aurait été possible d'éviter ce défaut, mais au prix d'une complexification et/ou d'une augmentation de la consommation. Objectivement, il faut reconnaitre que ça n'affecte pas la fonctionnalité, mais c'est désagréable.
La vie est faite de compromis.

Autre constatation: autour des transitions, le signal carré n'est pas propre. La transition principale en elle-même est correcte, et fait 3ns, mais avant et après, il y a comme des "hésitations".
Encore une fois, la cause du problème est à chercher dans des effets de ligne de transmission: pour faire la mise en parallèle des inverseurs du 74HC14, j'ai procédé de façon plutot anarchique, en connectant entrées et sorties comme elles se présentaient. Erreur, car malgré les longueurs ridicules des connections, les inverseurs reçoivent des signaux décalés d'une ou deux ns, et ne commutent donc pas de façon idéalement synchrone, d'où la pollution des paliers juste avant et après les transitions.
Solution: enlèvement du câblage existant, et remplacement par une "étoile" à quatre branches, aussi bien pour l'entrée que pour la sortie. A chaque fois, quatre brins de fil à wrapper de longueurs égales distribuant le signal sur les entrées, et le récupérant sur les sorties.
Résultat: un bon nettoyage, il reste un "ringing", mais c'est normal avec ce genre de signaux, c'est causé par la sonde d'oscillo, en particulier le fil de masse.

Voyons maintenant les quelques "nouveautés" du schéma:
L'oscillateur à 800Hz est relié au circuit VCO via une résistance de 100K; cette résistance permet d'appliquer un taux de modulation constant, indépendant de la fréquence, et valant 1% (c. à c.) de celle-ci. Cette valeur a été choisie, car elle est passe-partout: elle donne une déviation utilisable aussi bien pour la FM en bande large, en 10.7MHz et entre 4.5MHz et 6.5MHz (son TV interporteuse), que pour la NBFM à 455KHz, et pour les FI plus "exotiques", de 100 à 200KHz. En même temps, je me rends compte que j'ai oublié un condensateur de blocage en série, sans lequel C1 se trouvera polarisé à l'envers.
Autre nouveauté, un ajustable de symétrie. Il n'agit pratiquement que dans une direction, car il a aussi pour rôle de compenser le courant de polarisation du buffer Q6.
Les composants autour de TP1 et de "test" permettront de vérifier cette symétrie; ils ne seront nécéssaires que pendant la phase de mise au point.
Pourquoi des composants spécifiques? Il faudra atteindre une symétrie meilleure que 0.1%, qui est bien en dessous que ce que permet de résoudre un oscilloscope (en supposant qu'il ait une linéarité suffisante, ce qui n'est n'est pas acquis). Donc, pour éviter de faire appel à un compteur/fréquencemètre équipé de la fonction "duty-cycle", il faut une méthode alternative:
Quand le signal est parfaitement symétrique, la tension après le filtre R35/C16 vaut exactement 3V. C'est également cette tension que l'on retrouvera à la jonction de R36/R37, qui seront soigneusement appariées. La tension aux bornes test sera donc de zéro pour le réglage correct.

A suivre....

[Tropique]

Avant d'aborder cet aspect, encore une petite explication sur une modification:
R28 a été ajoutée comme charge au buffer; à priori, elle semble inutile, mais quand le sélecteur sinus/triangle est en position neutre (mute), le buffer n'est plus chargé, et le transistor Q6 est désactivé. Résultat, la résistance R27 charge directement le VCO, et perturbe la fréquence et le rapport cyclique. Ce qui est sans importance pour les sinus/triangle, puisqu'ils sont inactifs, mais est gênant pour la sortie carré. L'ajout de la résistance rend les sorties indépendantes, et lève une contrainte inutile pour l'utilisateur.


Voyons maintenant les composants du folio 1 (génération).

A priori, ceux qui ne seront pas examinés ne posent pas de problème particulier et pourront donc être des modèles quelconques, à 5% de tolérance p.ex. Il faut malgré tout faire preuve de bon sens: des résistances comme R30/R31 n'influencent pas directement les performances, mais comme elle définissent le 6V d'alimentation, il est clair qu'il vaut mieux les prendre d'une stabilité suffisante si l'on veut des caractéristiques stables en T°. Il en va de même de R3, qui avec le potentiomètre, influera sur la stabilité de la fréquence.

-Pour les transistors, je recommande d'utiliser les types indiqués: ils sont courants et bon marché, et j'ai pu vérifier que des équivalents "sur papier" donnaient de moins bons résultats. Le fabricant ne semble pas avoir beaucoup d'influence. Pour Q7, d'autres types sont envisageables, pourvu qu'ils soient à faible capacité: BF224, BF240, 2N5770, etc.
Il est absolument crucial que les paires Q3/Q4 et Q1/Q2 soient très soigneusement appariées. On reviendra dessus plus tard, la méthode d'appariement fera l'objet d'un chapitre spécial.

-Certaines des résistances doivent être des modèles stables (metal-film p.ex.) et appariées: c'est le cas de R36/R3, R9/R11, et R8/R10. L'appariement se fait avec un ohmmètre digital, ou un pont. La valeur absolue n'est pas importante, seules comptent la stabilité et l'égalité. On peut prendre R8 0.25% plus faible que R10 (ou R9 0.25% plus grande que R11) pour compenser l'erreur du miroir de courant. La valeur de R14 devra être déterminée lors des réglages finaux, une 68ohm peut être montée pour les essais.

-Certains condensateurs ont une valeur indicative: C3, C8 et C9. Leur valeur va dépendre du 74HC14 utilisé. On peut commencer par monter C9, et appliquer 1.00V au VCO. Si on a de la chance, on sera pile à 100KHz (mais il ne faut pas trop rêver!); sinon, relever la fréquence exacte, et faire une règle de trois pour calculer la valeur qui donnera 100KHz. On installe la valeur normalisée directement inférieure, et on fait l'appoint avec un petit condensateur en // pour obtenir la valeur exacte de 100KHz.
On peut ensuite extrapoler la valeur à C3 et C8, en divisant et multipliant par 10. Prendre environ 100pF de moins pour C3, à cause des capas parasites.
Tous ces condensateurs doivent être de qualité: polypropylène, polystyrène, COG, mica ou équivalent. C'est important et pas seulement pour la stabilité en T°: avec du mylar, l'absorption diélectrique serait suffisante pour causer des non-linéarités dans le triangle à certaines fréquences. Et si le triangle n'est pas bon, il sera impossible d'obtenir une bonne sinusoïde. Du polycarbonate est juste limite suffisant.
La gamme de valeur acceptable pour C9 va de 18nF à 39nF. Si on se retrouve au-delà, le 74HC14 ne convient pas, et il faut en prendre un autre.
Ce scénario est théoriquement possible, mais peu probable: la famille HC utilise des processes plus que matures, et il y a longtemps qu'on ne trouve plus d'exemplaires aussi marginaux.

-Parmi les circuits intégrés, le 74HC14 a déjà été mentionné: si les réglages sont impossibles (et cela vaudra aussi pour l'amplitude et R14), il faut en changer.
Le LM324 n'apporte aucun commentaire particulier, disons simplement que si l'on tient à une relation tension/fréquence exacte jusqu'aux très basses fréquences, il faudra choisir un exemplaire (ou un type plus luxueux) à faible tension d'offset: aucun rattrappage n'est prévu, la butée basse permet simplement d'arriver à la fréquence cible quelque soit l'offset de l'exemplaire utilisé.
La référence de tension U10 est un modèle shunt quelconque de 2.5V, la seule exigence est de pouvoir travailler jusqu'à 300µA.

-Les diodes D2 et D4 sont des schottky pour applications RF, 25mA et quelques volts. La série 2800 de HP, très prisée des radio-amateurs est idéale et abordable. Tous les grands fabricants ont des modèles similaires, parfois sous forme de clones, comme les ZC2800 de Zetex p.ex. Pour débuter les tests, on peut se contenter de simples 1N4148, en sachant qu'elles causeront une légère déformation du triangle.

-Les ajustables seront de préférence des modèles d'une certaine qualité: il n'y a rien de plus exaspérant d'avoir à se battre avec un trimmer crapoteux.

-Il est souhaitable de bien découpler les différentes sections de circuit, donc utiliser de préférence des condensateurs céramiques pour C17 et C18 et des perles ferrites dans chaque ligne d'alim.

A suivre....

[Tropique]

Nous allons maintenant voir comment mener à bien cette opération extrêmement importante pour la qualité des signaux.

Ceux qui ont accès à des transistors multiples peuvent passer ce chapitre, mais il faut les moyens: ce genre de composants a souvent des prix tout à fait disproportionnés, voire délirants dans certains cas, lorsqu'on les achète au détail.

Il y a deux endroits dans le générateur où un appariement est nécéssaire: le VCO et le convertisseur sinus. Le VCO est plus exigeant: il faut littéralement faire du mieux que l'on peut, et en tous cas arriver à mieux que 0.3mV d'écart. Pour le convertisseur, 1mV est suffisant.

La procédure:
Il faudra d'abord se procurer un certain nombre suffisant de transistors identiques.
Qu'est-ce qu'un nombre suffisant? Idéalement, le plus possible, mais au minimum 20 ou 30.
Que veut dire identiques? Il ne suffit pas d'avoir le même modèle, p.ex. 2N3904, il faut aussi qu'ils viennent du même fabricant, et de préférence du même lot de fabrication: codes de date et de fabrication identiques.
Ce ne sont pas de grosses contraintes: ces transistors sont bon marché, et les "recalés" pourront servir à autre chose.

Préselection:
Avant de procéder l'appariement proprement dit, on va faire un premier tri pour arriver à un groupage: on va tous les mesurer avec un multimètre en position diode, de façon à créer des groupes dans lesquels l'écart est de +/-1mV. A ce stade, il va falloir commencer à faire attention: la tension Vbe a un coéfficient de T° de -2mV/°C, et pour faire des comparaisons valables, il faudra que tous les exemplaires soient mis dans les mêmes conditions: on les pose sur une surface, tous ensembles, prêts à être mesurés, et on les laisse quelques minutes s'équilibrer avant de commencer. Pour la mesure, il faut essayer de les traiter de la même manière: on pose les pointes de test, on attend 5s, on lit la valeur, et on passe au suivant. Si on ne fait pas les mesures de façon régulière, on aura des divergences à cause de deux phénomènes:
-les pointes de test sont à une T° différente du transistor, et un contact prolongé va modifier la T° de celui-ci.
-le courant de mesure du multimètre, de l'ordre du mA va chauffer la jonction, dont la résistance thermique est d'environ 3°C/mW. Si on attendait suffisamment longtemps, la tension lue finale serait environ 5mV sous la tension initiale.

Il va sans dire qu'il ne faut non seulement jamais toucher les transistors avec les doigts, mais il faut éviter de respirer au dessus.
A chaque mesure, on note la valeur:
1: 578mV
2: 581mV
3: 573mv
etc...
Ensuite, si on est consciencieux, on recommence par la fin. On fait alors la moyenne des deux valeurs (qui doivent être très proches), et on fait des groupes de +/-1mV.

Appariement:
On va alors enficher les différents groupes dans une plaque d'essais: voir enfichage. On ajoute des résistances de polarisation et des fils de connection, selon le schéma: voir appar.
Un des transistors va servir de référence à toutes les mesures, de façon à faire celles-ci en calibre 200mV.
Il va aussi falloir un "capot" commun à tous les transistors, pour égaliser leurs températures et leur éviter des courants d'air funestes. Voir paré! Ici, c'est un vieux rouleau d'essuie-tout (également appelé sopalin dans certaines contrées) qui a été fendu et dont la longueur utile est limitée au nécéssaire par des kleenex en boule (toujours pour éviter les courants d'air).
On applique soigneusement le capot, on ajuste les kleenex, et on laisse reposer quelques minutes.
On peut alors procéder à la mesure. On remarque que les transistors sont connectés par un strap à une autre rangée de la plaque d'essai; cela permet d'avoir de la place pour le capot, mais aussi d'intercaler un obstacle thermique supplémentaire entre le fil volant et le transistor.
Les gradients thermiques sont l'ennemi, il faut donc éviter de travailler près d'une source de chaleur ou dans des courants d'air.
Attention, à ce niveau, les effets de thermocouple sont aussi perturbants, raison pour laquelle l'ensemble du set-up de test doit se trouver à une température plus ou moins homogéne.

A suivre...

[Tropique]

Voici quelques précisions additionnelles concernant ce qui précède.

On a vu qu'il était important de travailler dans un environnement thermique calme et stable.
Il faut aussi éviter une autre source de perturbations: les pollutions RF.
Le set-up de test peut facilement ramasser des ondes radio vagabondes, et les jonctions des transistors testés peuvent facilement servir de détecteurs d'enveloppe. Le résultat peut être un décalage apparent des tensions mesurées allant de quelques dixièmes à quelques mV. Compte tenu de la précision exigée ici, c'est tout à fait inacceptable.
Il faut donc travailler loin de tout GSM, Bluetooth, Wifi, Dect, 433 et autres. Si on a des doutes, bouger un peu en surveillant la mesure: s'il y la moindre variation, le moindre effet de main, cela signifie qu'il y a une source de pollution quelque part.

Il faut aussi noter que le transistor Q1 qui va servir de référence ne peut pas être utilisé dans la sélection finale: comme il est branché en permanence, il va légèrement s'auto-échauffer, et sa tension sera environ 0.5mV sous la normale.
Le courant de mesure est ici environ de 100µA, ce qui convient bien au VCO; pour le convertisseur, il faudrait plutot 1.5mA, mais en pratique, la mesure à 100µA est suffisante car la précision exigée est moindre.
Si on veut travailler à 1.5mA, ce n'est pas possible sans adaptation: l'auto-échauffement devient tout à fait significatif et totalement ingérable. Il faudrait mettre des résistances de polarisation permanentes sur chaque transistor pour éliminer les variations.

Les transistors PNP sont testés de façon identique, en inversant simplement la polarité d'alimentation. NPN et PNP sont appariés séparément: aucune corrélation entre eux n'est nécéssaire, chaque transistor ne compense que son homologue de même sexe.

Les principes généraux de cette procédure sont applicables ailleurs également, à chaque fois que l'on a besoin d'apparier des transistors ou des diodes avec une certaine précision.

A suivre....

[Tropique]

Comme le projet commence à prendre forme, voici quelques oscillogrammes relevés sur la maquette.

Je vais rompre quelque peu avec la tradition: d'habitude, quand un tel projet est présenté, les oscillogrammes choisis sont absolument irréprochables. C'est sans doute bon pour l'égo de l'auteur, mais ça n'a pas grande utilité: pour le candidat réalisateur, ce qui est intéréssant, c'est plutot de voir où se trouvent les défauts éventuels. Tout le monde sait à quoi ressemble un triangle parfait, une sinusoïde idéale, et un carré parfait, et je ne vais pas consommer l'espace mémoire du serveur de Futura avec des formes d'ondes relevées à basse fréquence: elles sont parfaites.

Voici donc en premier lieu Tri 10 Mega: la bonne nouvelle, c'est que c'est le triangle à l'amplitude maximale, sortie chargée. A part un petit "accident" au sommet positif, ce n'est pas mal du tout.
La mauvaise nouvelle, c'est qu'en sinus, dans les mêmes conditions, l'oscillogramme est pratiquement identique. C'est ce qui avait été discuté précédemment: à fréquence et tension maxi, l'ampli de sortie s'essoufle, et n'a plus assez de slew-rate pour reproduire le sinus correctement. C'est le résultat du compromis qui a été choisi.
Heureusement, si on se contente d'une amplitude un peu plus modeste, les choses rentrent plus ou moins dans l'ordre: Sin 10 Mega.
Ce n'est pas parfait, mais la sinusoïde est reconnaissable.
A fréquence plus basse, les choses s'arrangent largement: Sin 4 Mega et Tri 4 Mega.
Enfin, un gros plan sur un flanc: Flanc Carre
On voit qu'il y a de petites ondulations résiduelles avant et après le front; l'overshoot est plutot dû au set-up de mesure. Ce problème avait aussi été discuté précédemment. Le flanc lui-même est très correct, et fait un soupçon de moins que 3ns, du moins tel que montré par l'oscilloscope. Comme ce n'est qu'un 100MHz, la valeur réelle est substantiellement plus basse. Cela montre les performances du 74HC14: un HC actuel a pratiquement les performances d'un AC des débuts.

A suivre

[Tropique]

Pour compléter ce qui précède, voici les trois formes d'onde à 1MHz.
C'est la fréquence limite, à partir de laquelle les défauts deviennent indétectables. En regardant bien, on arrive encore à distinguer quelques irrégularités.
Plus bas, les signaux deviennent visuellement "parfaits".
J'ai aussi inclus un sinus 1 méga, mais avec la modulation FM interne mise en service: on voit un léger épaississement caractéristique de la trace sur la droite de l'écran.
Enfin, une photo de la maquette sous sa forme actuelle, avec une "toile d'araignée" qui connecte tous les accessoires de contrôle.
Je sens qu'on va encore m'accuser d'être bordélique...

A suivre....

[BastienBastien]

Bonjour,

Je sens qu'on va encore m'accuser d'être bordélique...

Quelle saute idée ! Déjà, il ne s'agit que d'un proto. Ensuite, ça fonctionne très bien. Bon, ok, si tu insistes, c'est vrai que c'est un peu le bordel ! Un bordel qui fonctionne bien.

[Tropique]

Les transistors peuvent être ceux indiqués: la plupart sont relativement courants. Un mot à propos des 2N5769/5771: il s'agit des versions plastique des 2N2369/2894. Il existe encore d'autres types équivalents, dont je n'ai pas toutes les références en tête; en PNP, le 2N4258 convient également.
Pour ceux qui préfèrent des références européennes, le couple BSX20/29 est équivalent.
Le BF324 est courant, mais il y a d'autres références: il faut un transistor PNP, faible capacité pour petit signaux VHF. Les BF509 ou MPSH69 p.ex.
Q9 et Q10 doivent être appariés, à +/-1mV. Q6 peut aussi être un BF324 ou similaire.

Les diodes n'appellent pas de commentaires particuliers:les diodes schottky sont des types d'usage général, la BAT85 convient également. Pour D6, il est avantageux de mettre un modèle 1A, genre 1N5817: cela donnera un tout petit peu plus de marge de fonctionnement.

Les résistances ne sont dans l'ensemble pas critiques, mais il va de soi que certaines vont influencer la précision des niveaux et de l'impédance de sortie: il s'agit de R8, R9, R25, R26, R30, R31, R33. Si on veut une certaine rigueur pour ces aspects, il faudra les choisir à 1%.

Une petite parenthèse à propos de l'ampli de sortie: on peut se faire la réflexion qu'il est le principal "goulet d'étranglement" de ce projet. C'est lui qui est la cause des limitations constatées en HF: les signaux provenant du VCO et du conformateur sont pratiquement irréprochables, même à fréquence maximale. Tout au plus y a-t-il un léger "émoussement" du triangle, et une légère perte de niveau, inférieure au dB, en sinus.
Si j'ai choisi de le laisser en version discrète et quelque peu imparfaite, c'est pour garder au projet son accessibilité, son universalité et sa pérennité: tel quel, il reste réalisable avec des composants disponible au fin fond de la brousse, et il le sera encore dans dix ou vingt ans.
Ceux qui ont accès à des composants plus évolués peuvent sans problème l'upgrader: la toute dernière génération d'amplis vidéo a maintenant des caractéristiques suffisantes pour convenir ici:
Tension d'alim de 6V, basse consommation, sortie rail-to-rail, GBW>125MHz, SR>250V/µs et caractéristiques DC suffisantes pour se passer de DC-servo. Le seul aspect qui est un peu limite est la sortance: ces amplis sont normalement prévus pour une charge minimale de 150 ohms (la résistance de la charge + la résistance d'adaptation). Ici on est en 50 ohms, ce qui n'est pas encore trop grave par rapport à 75 ohms, car il y a de la marge, mais un générateur doit pouvoir fonctionner en mode désadapté, jusqu'au court-circuit, et là, c'est peut-être un peu trop demander: on passe de 150 à 50 ohms.
Il y a un remède simple cependant: ces amplis coûtent à peine plus cher en version double qu'en version simple, et il suffit de mettre les deux sections en //, via des résistances de sortie de 100 ohms. Chaque section doit avoir ses propres résistances de contre-réaction.
Chez AD, un tel exemple d'ampli est le ADA4851-2:
http://www.analog.com/static/importe...1-2_4851-4.pdf
Je ne l'ai pas essayé, donc je ne pourrais pas garantir à 100% qu'il fonctionnera directement dans cette application, mais ça devrait être le cas.
Attention, des amplis vidéo plus anciens ne sont sont pas utilisables: une ou plusieurs des exigences mentionnées plus haut ne sont pas remplies.
Quant au prix, il est plus que raisonnable: $0.7 (à partir de 1000pièces). Il ne faut pas se faire trop d'illusions cependant, il est probable qu'au détail c'est à multiplier par 10, mais même ainsi ça reste abordable.
A noter que j'ai choisi AD en exemple, mais d'autres fabricants en ont aussi.

A suivre....

[Tropique]

Voyons maintenant quels points sont à surveiller lors de la réalisation pratique.

Une première remarque: je déconseille d'imiter mon type de construction, en particulier la "toile d'araignée"; elle est adaptée à la construction d'un proto, lorsqu'on a besoin d'un maximum de flexibilité pour la mise au point et les modifs, mais c'est loin d'être idéal pour les performances et la propreté des signaux.

Quelques exemples pour illustrer ce point:

-Le commutateur de gamme de fréquence avait été cablé avec du câble plat. Résultat, on s'en souvient, il y avait un carré parasite superposé au triangle dans une des gammes. Je m'en suis tiré en racourcissant et en torsadant les fils. Pour éviter complètement ce souci, il est préférable de monter directement le switch sur le PCB.

-Le cablage des controles de fréquence a été réalisé de même manière. Conséquence, une certaine sensibilité à la ronflette lorsqu'on approche la main et que la fréquence est vers le minimum; l'importance relative des signaux parasites augmente quand la tension de commande du VCO est faible, et provoque une modulation parasite. Je devrai loger le générateur dans un boitier métallique, ou refaire cette partie de cablage en blindé. Avec les controles sur le PCB, il n'y aurait pas de souci non plus.

-La liaison entre les buffers de carré U5 à U8 et le potentiomètre de niveau est forcément inadaptée, et des deux côtés: à peu près 0 ohm pour l'IC, et 220 ohms pour le potentiomètre. Il y a donc des réflections multiples qui dégradent les flancs. J'ai mis une longueur minimale de coax pour ce raccordement, mais il est clair que la longueur optimale vaut 0. Donc, toujours les mêmes remèdes.

-Lorsque le réglage de niveau est à 0, l'ampli de sortie oscille quand le potentiomètre et son cable (toujours du plat) sont approchés de certaines parties de circuit: les couplages parasites provoquent une réaction positive.


Tout ce qui précède montre l'intérêt d'avoir un circuit imprimé soigné, sur lequel sont rassemblés un maximum d'accessoires de contrôle.

Ce circuit doit être dessiné suivant les règles de l'art pour toute la partie "noble": de bonnes masses, cablage compact mais aéré, bons découplages "in situ", etc. Et surtout éviter les pistes longues, tortueuses ou "omnibus". Idéalement, le dessin du circuit doit ressembler de très près au schéma théorique.
Il faut aussi se souvenir que le carré est très polluant: les pistes sensibles ne doivent pas s'approcher des zones "chaudes". Au besoin, on peut intercaler des pistes de garde reliées à la masse.
Si ces précautions ne sont pas suivies, les sommets du sinus se verront agrémentés d'une petite aigrette. A ce point de vue, j'ai bien "fait mes devoirs", puisque les oscillogrammes ne montrent pas de trace de ce type de défaut. Il faut noter que ces oscillogrammes ont été relevés avec la sortie carré en mode "mute"; lorsqu'elle est active, des artefacts deviennent visibles. Ce qui montre l'intérêt d'avoir un mute.
A propos du carré, les inverseurs U5 à U8 doivent être câblés en étoile, aussi bien pour les entrées que les sorties; c'est nécéssaire pour égaliser parfaitement les délais, et avoir des transitions propres.

Lors de l'implantation, il ne faut pas oublier de mettre physiquement l'un près de l'autre les composants qui doivent se compenser thermiquement: Q1 à Q4, D5, D9 et Q8, D3, D7 et Q6, ainsi que Q9 et Q10.

Pour le VCO (U2), il est impératif d'utiliser l'opérateur N°1 du boitier (pins 1 et 2). C'est celui qui est le mieux protégé du cross-talk.


A suivre....

[Tropique]

Voici maintenant le dernier chapitre important de cette réalisation: ici également, le soin et le temps que l'on consacrera à cette étape auront un effet déterminant sur les performances finales.

Gammes/fréquences
Pour ces réglages, on suppose que la sélection des condensateurs de timing a été faite correctement, voir #48:
http://forums.futura-sciences.com/pr...ml#post1915344
On choisit la gamme II, on met le controle de fréquence au maximum, et on règle l'ajustable de butée haute pour avoir 1100mV DC sur le point "wobbu".
On met ensuite le controle de fréquence au minimum, et on règle la butée basse pour avoir une fréquence de sortie égale à 900Hz (pour un recouvrement de 10% des gammes).
On connecte un millivoltmètre DC entre les points "test" de la symétrie; on règle l'ajustable de symétrie au minimum de tension. On retouche éventuellement butée basse si nécéssaire pour avoir les 900Hz.
On vérifie que, avec la fréquence à nouveau au maximum, cette tension ne varie pas de + ou - 3mV. Si ce n'est pas le cas, cela signifie que l'appariement des résistances ou des transistors du VCO n'a pas été fait avec suffisamment de précision. On verra dans un post ultérieur comment y remédier si l'on n'arrive pas à faire mieux.

On passe ensuite en gamme III, et on règle la fréquence au minimum (~90Khz). On zoome à l'oscillo sur les sommets de triangle, et on coupe la longueur de cable plat en sortie de U4 pour que les deux pentes se raccordent parfaitement (entre 1 et qques cm normalement).
On règle ensuite la fréquence pour avoir 100mV DC sur "wobbu". On ajuste C6 pour lire 1.00Mhz en sortie.
On passe ensuite à 1.00V, et on lit la fréquence: si elle est supérieure à 10MHz, il faudra diminuer R14 (appoint // p.ex.), et vice-versa.
Ensuite retoucher C6, et refaire encore une ou plusieurs passes pour avoir les deux fréquences correctes.

Niveau/distorsion
On repasse en gamme II, à une dizaine de KHz, en mode sinus. On règle l'ajustable de niveau pour obtenir un triangle de exactement 800mV pp sur le point "tri" (renvoi entre les deux folios).
On règle le controle d'amplitude pour avoir environ 1V rms en sortie, et on connecte un distorsiomètre ou dispositif équivalent: analyseur de spectre, filtre "notch", ou carte son de PC + soft adéquat (mais alors, travailler sur la gamme I, entre 500Hz et 1Khz). Si on est vraiment fauché, on peut faire ce réglage à l'oreille, en branchant un casque de qualité.
On règle alors alternativement "clip" et "sym" pour obtenir le minimum de distorsion; pour le dégrossissage, un analyseur de spectre est plus commode: on voit tout de suite sur quelles raies influent les réglages; pour les derniers centièmes de %, la résolution du distorsiomètre est préférable. Mais le réglage est possible avec un seul de ces moyens. Et si on le fait à l'oreille, il faut prendre son temps, se concentrer, passer plusieurs fois sur le minimum pour bien le "sentir". Ce n'est pas aussi précis qu'avec des instruments de mesure, mais il est possible d'atteindre des résultats surprenants: moins de 0.1% d'éxcédent par rapport à l'idéal. Il ne faut pas aller trop vite, le point de repos DC est modifié, et il faut un peu de temps pour une bonne stabilisation.
Tout cela suppose que le réglage de symétrie précédent (temporel) a été fait parfaitement. A défaut, on n'arrivera pas aux performances annoncées (normalement moins de 0.2%).
Il faut aussi protéger le montage contre les courants d'air et sources de chaleur (haleine, etc), qui risqueraient de provoquer un désappariement momentané des transistors, et augmenteraient la distorsion.

On peut enfin vérifier que toutes les commandes et controles fonctionnent comme prévu, que la qualité des formes d'ondes est correcte dans toutes les conditions, et qu'il n'y a pas d'oscillations parasites ou autres anomalies.

A suivre....

[Tropique]

Nous arrivons tout doucement à la fin de ce projet.

Lors du chapitre "réglages", j'avais signalé que si l'appariement des transistors du VCO était insuffisant, il y avait un "workaround", que je vais décrire maintenant.
Attention, ce remède n'est pas à utiliser pour remplacer un appariage soigneux des transistors; mais il se peut qu'après l'appariage, la précision soit insuffisante pour diverses raisons: stock insuffisant de transistors pour en trouver deux identiques, différences de second ordre non détectables par un appariage simple, etc.
Ce réglage va compléter le réglage de symétrie initial, et sera surtout actif dans les fréquences hautes.
On connecte donc un millivoltmètre sur les points test de symétrie, et on alterne, sur la gamme ll, entre la fréquence min et la fréquence max, en réglant à chaque fois l'ajustable correspondant pour lire ~0 sur le millivoltmètre: sym pour le min, et sym2 pour le max.
Faire deux ou trois passes, jusqu'à ce qu'il n'y ait plus de déviation du zéro.
Voilà, nous en avons terminé; il se peut que j'aie oublié l'une ou l'autre bricole, si je pense à quelque chose, ou si quelqu'un a besoin d'éclaircissements, je reviendrai sur le sujet.

Pour conclure, quelques réflexions sur ce projet:
En premier lieu, il ne faut pas oublier qu'il a été créé en temps réel, au fur et à mesure, ce qui explique certains errements et certaines faiblesses.

Revoyons les principales:
- Un essouflement de l'ampli de sortie aux fréquences et tensions élevées.

L'utilisation de transistors courants, combinée à la faible tension d'alimentation et la nécéssité de garder un courant compatible avec des piles ne m'a pas permis de faire mieux. Comme on l'a vu plus haut, on peut s'affranchir de ce défaut en remplaçant l'ampli discret par des amplis vidéo de dernière génération.

- La variation (transitoire) du niveau DC de sortie avec le potentiomètre de niveau.

Elle est causée par l'utilisation du potentiomètre de niveau comme résistance de charge, et l'alimentation unique. Il aurait été possible de l'éviter, mais au prix d'une consommation nettement augmentée, et d'une plus grande complexité. Comme il n'y a pas d'impact sur las performances, j'ai choisi de laisser les choses en l'état: le défaut est plutot cosmétique et ergonomique que vraiment fonctionnel.

- La consommation, malgré tous mes efforts et les compromis, est un petit peu élevée: entre 35 et 45mA pour une utilisation "normale".

C'est trop pour une pile de 9V, d'autant plus que dans des conditions extrêmes (fréquence max, les deux sorties actives et au max, débitant sur des court-circuits), on frôle les 200mA. Il faut se rabattre sur des piles AA p.ex. (qui sont plus économiques, de toutes façons).

On pourrait objecter à la nécéssité de faire beaucoup de réglages, de sélections, tris, etc, mais là, il s'agit d'un choix délibéré: des pièces coûteuses ou difficiles à trouver sont remplacées par un travail accru de la part du constructeur. Le résultat est là: pour le prix d' un MAX038, on a le générateur complet, et on est sur de pouvoir le maintenir et le construire pour de nombreuses années à venir.

Superficiellement, avec ses 10MHz, on pourrait le classer entre les 2MHz des "anciens" circuits, et les 20~30MHz d'un MAX038. Il y a plus que la fréquence maximum cependant, et si on examine la qualité des signaux, on constate qu'il est largement plus performant: que ce soit la symétrie, la linéarité du triangle, la distorsion en sinus ou les temps de transition en carré, tout est beaucoup meilleur (à condition que les réglages soient bien faits).
La réduction des performances aux hautes fréquences n'est due qu'à l'ampli de sortie, et n'est pas propre au "coeur de génération": celui-ci conserve une bonne qualité jusqu'au maximum, et pourrait facilement être poussé à 15MHz, voire même 20Mhz, moyennant quelques adaptations.
Si on souhaitait aller beaucoup plus haut, il suffirait de remplacer le 74HC14 par un 74AC14: les 40MHz seraient accessibles sans problème, mais il faudrait sérieusement revoir l'ampli de sortie, et abandonner le fonctionnement sur piles.

Fin (provisoire?)

[invitebe662258]

Bonsoir à tous,Excellente et heureuse année 2010 à tous,je suis une nouvelle sur le forum.j'aimerais dire un grand merci à tous les participants principalement aux modérateurs.Voilà depuis quelques temps que j'essaie de suivre ce projet(générateurs de fonctions junior) pour un projet de classe,mais j'arrive pas à faire certaines simulations.j'aimerais si possible entrer en contact avec M. Tropique,le pilote du projet.dans l'attente d'une réponse favorable,je vous souhaite une belle soirée

[Tropique]

Je suis toujours là, tu peux poser tes questions......

[le solar]

salut a toi tropique
apres avoir reussi a mettre en place de testeur de polarité (non sans mal mais j'y suis arrivé)
je me décide a realisé ce projet (normalement en parti )
en faite moi j'aurais besoin d'un générateur de sinus de 0 a 20 khz (domaine audio assez simple)
avec un faible taux de distortion
pourrais tu m'aidé ?
dit les self l1 et l2 elle sont de qu'elle valeur ?
merci a toi