[Terminé] Générateur de fonctions "junior"

[Tropique]

Je suis toujours dans le processus de peaufinage (physique).

Au niveau du VCO, j'ai réparé une lacune non négligeable: les transistors du miroir de courant fonctionnaient dans des conditons de puissance plutot disparates: Q1 et Q3 ayant tous deux environ la moitié de la tension d'alim sur leurs collecteurs, leurs dissipations étaient équilibrées.
Par contre, au niveau de Q2 et Q4, il y avait une forte disparité: Q4 étant monté en diode, c'est Q2 qui prenait toute la dissipation, pratiquement le double de Q1.
Pourquoi cela a-t-il de l'importance? On est loin des dissipations maximales.
Le problème c'est qu'à la fréquence maxi, le courant vaut environ 6mA; avec les ~2V de Vce, cela fait 12mW, donc 6 de plus que Q1. La résistance thermique étant, au pifomètre, de 200°C/W, elle cause un échauffement excédentaire de ~1.2°C pour Q2 par rapport à Q1. Or, il est censé le compenser, mais l'écart de T° va causer un offset de ~2.5mV.
Bien sûr, cela se produit quand la tension de controle est proche du maximum de 1V, l'erreur est donc de 1/400ème, mais c'est déjà excessif: pour arriver à une distorsion inférieure à 2/1000 en sinus, il faut que le triangle "source" ait des imperfections sensiblement inférieures au 1/1000, et une erreur de 1/400 sur le rapport cyclique causerait un niveau inacceptable d'harmoniques paires.
La solution? Une diode LED (ou une chaine de 4 ou 5 diodes) en série avec la base de Q4, qui rééquilibre la tension des collecteurs.

Il faut suivre un peu les mecs, je ne peux pas tout voir!!!

J'ai également rectifié la bande passante du convertisseur sinus, pour pouvoir atteindre les 11MHz avec une atténuation acceptable: adjonction de C5 et C6.

Je rassure tout le monde, lorsque la phase de développement/mise au point du projet sera terminée, je ferai des schémas définitifs qui reprendront l'ensemble des modifs, il ne sera donc pas nécéssaire de fouiller parmi des dizaines de post et d'images pour reconstruire une version à jour (sauf si on veut comprendre le comment du pourquoi).

A suivre....

[Tropique]

Il est temps de s'attaquer à ce qui est probablement le plus gros morceau de ce projet, mais, auparavant, voyons l'état d'avancement de la maquette: FuncGen.

A l'avant-plan, on voit le conformateur sinus; un peu plus loin, le buffer, ici dans sa version Bjt, avec à l'arrière, le condo ajustable de la dernière gamme.
Tout au bout, le VCO, équipé d'une LED, d'un ajustable de symétrie, et des condensateurs de timing définitifs, avec leurs appoints.
Pour cette maquette, les valeurs sont juste supérieures à des multiples de 330pF: 270pF+ajustable, 33nF+560pF, 3.3µF+0.18µF.
Selon l'IC utilisé, ces valeurs pourront aller de 180pF à 390pF.
Il y a aussi quelques découplages supplémentaires qui ont bien contribué à nettoyer les signaux.

Ampli
Commençons par établir notre "wish list" pour cette fonction:

• Il doit sortir une tension aussi élevée que possible.
• Il faut qu'il ait une bande suffisante pour passer 10MHz avec une atténuation acceptable.
• Sa linéarité doit être sensiblement meilleure que 0.1%.
• Il doit s'accomoder des 6V d'alimentation.
• Il doit consommer le moins possible.
• Il doit avoir une impédance de sortie négligeable.
• Il doit faire tout ce qui précède avec un minimum de composants.

Que peut-on espérer de façon réaliste comme tension de sortie? Avec un étage classique, en classe B, il faut retrancher de la tension d'alim deux fois 0.7V pour les étages en collecteur commun; il faut aussi prévoir un peu de tension pour les résistances d'émetteur, et la marge de fonctionnement des sources de courant d'attaque; disons également deux fois 0.7V, soit 2.8V au total.
Cela nous laisse 3.2Vpp disponibles, de quoi sortir confortablement 2.83Vpp: 1Vrms. Ce n'est pas énorme, mais c'est suffisant pour la majorité des tests. Evidemment, c'est dans le cas non-terminé: si l'on est dans un environnement 50ohms, cela chute à 500mV, ce qui commence à être un peu léger.
Est-il envisageable de faire mieux, d'aller jusqu'à 2Vrms, pour se retrouver avec 1V sur la charge?
Cela nécéssiterait une tension de pratiquement 5.7Vpp, et donc l'élimination de toutes les pertes, à l'exception de la tension de saturation des transistors de sortie qui n'est pas vraiment négociable.

Et bien oui, c'est possible, notamment grâce à une vieille connaissance: pas de résistances d'émetteur, un courant de repos négligeable, une bonne linéarité... Il y a dans l'air comme un parfum de rhum et de merengue: Oui! C'est la classe B Tropicalisée qui va sauver la situation.
Il faudra un peu plus que cela, cependant: les exigences sont tellement extrêmes qu'il va falloir employer les grands moyens pour arriver à extraire jusqu'au dernier mV de l'étage de sortie: voir OutAmp.

A suivre....

[Tropique]

Evacuons d'abord les objections rituelles: il s'agit d'une simulation, qui ne reflète pas...etc...etc.

-Pour l'instant, c'est le cas, mais ce sera bientot matérialisé, et on verra ce qu'il en est à ce moment.

Même si c'est possible dans les faits, n'est-ce pas déraisonnable de pousser les composants à l'extrême limite?

-Oui et non. Je n'employerais jamais un tel circuit en production; il n'atteindra sans doute pas exactement 5.7pp avec tous les transistors, et tel qu'il est ici, la moindre dérive DC de la sortie compromettrait les performances: il faut qu'avant écrêtage, chaque transistor ait 150mV, le moindre déséquilibre entrainant un écrêtage plus précoce et asymétrique.
On verra que le circuit brut tel qu'il est ici sera par la suite équipé d'astuces qui permettront de répondre à ces objections, et d'arriver à un résultat raisonnable.

Notons que les performances en elles-mêmes sont assez ordinaires: une distortion de 0.05%, l'alimentation en 6V, la capacité de sortir 5.7V sur 50ohms, rien de tout cela n'est exceptionnel. Ce qui est inhabituel, c'est de pouvoir faire tout en même temps.

L'étage de sortie en classe BT permet d'éliminer les résistances d'émetteur, mais il a des tensions de déchet non-négligeable. Pour vaincre ces tensions, et entrainer les bases des transistors de sortie au delà des rails d'alimentation, la technique utilisée est celle du "bootstrap": les condensateurs C2 et C4, reliés à la sortie, permettent aux drivers de "monter", plus haut (ou plus bas) que les alims.

Je reviens de suite, mon PC est en train de se crasher

[Tropique]

Reprenons.

Les diodes D6 et D8 permettent d'équilibrer les bilans de charges dans C2 et C4.
Les résistances R1, R10, R11 permettent d'éviter des commutations trop "dures" des diodes.
L'étage driver est Q4, Q6 étant une simple source de courant passive.
Le composite Q7/Q2 sert d'ampli différentiel: il compare la tension d'entrée sur sa base à celle sur son émetteur, qui revient du réseau de CR R8/R9. La linéarité de ce composite est améliorée grâce à une réaction positive, une variante de bootstrap: le courant dans Q7 est fixé par R12, et modulé par la sortie, via R13.

A l'exception de la classe BT et des bootstraps, c'est donc une architecture extrêmement classique, mais qui donne des résultats corrects pour un niveau de complexité tolérable. Le courant de repos total est de 8mA, ce qui est tout à fait honorable pour un circuit montant à 10MHz.
Les transistors indiqués sont un peu fantaisistes, ce sont ceux qu'offre le simulateur. En pratique, les 2N5769 et 5771 seront remplacés par des BF224/324, 2N2369/2894 ou similaires.
Le circuit est dessiné avec une alim symétrique pour des raisons de facilité; le circuit réel comprendra des condensateurs de liaison à l'entrée et à la sortie. Il y aura également un asservissement de la tension DC de sortie, pour éviter les problèmes évoqués précédemment. Je suis en train de plancher sur le sujet: je voudrais que l'ampli d'asservissement gère non seulement le niveau DC, mais aussi qu'il participe à l'amplification des très basses fréquences, et permette de compléter C1 avec un condensateur synthétique, afin d'avoir une réponse correcte aux basses fréquences en gardant une taille raisonnable pour C1.
Si quelqu'un a des idées sur le sujet, il est le bienvenu: pour l'instant, je ne suis pas encore arrivé à un résultat qui me satisfait complètement.

Sur FreqResp, on voit la réponse en fréquence: elle est calibrée au plus juste, pour pouvoir limiter la consommation. Cela signifie qu'à 10MHz, le triangle ressemblera fort à un sinus, ce qui ne devrait pas être un inconvénient trop grave: le triangle est surtout utile dans les fréquences basses et moyennes.

A suivre...

[BastienBastien]

Hello,

Je reviens de suite, mon PC est en train de se crasher

Passes à GNU/Linux !

+

[Tropique]

Voici le résultat (peut-être provisoire) de mes cogitations sur ce sujet. Ca a pris un peu de temps, parce que je n'arrive pas à quelque chose qui me satisfasse totalement: voir DC servo.

Quelques mots d'explication, comme il s'agit d'un support de réflexion, et non du circuit réel, final.

U2 symbolise l'ampli de sortie; c'est plus efficace pour la simulation, et il a comme la version réelle des caractéristiques de bande suffisamment élevées pour ne pas intervenir dans les aspects BF. Le réseau de CR reste le même: R1 et R2, avec un condensateur de valeur raisonnable: C1.

L'ampli d'asservissement est U1; il compare la tension de sortie à la moitié de la tension d'alimentation, grâce à R6-R7. Mais il fait aussi plus que cela: en alternatif, il compare la tension d'entrée, couplée par C5, à la version amplifiée et mise à l'échelle par R4-R5. Le rapport R4-R5 n'est pas parfaitement identique à celui de R1-R2. Cela fait partie de l'optimisation (compromis?) du circuit.
Il y a deux problèmes à résoudre: le condensateur C6 de bloquage de la sortie, qui agit comme un filtre passe-haut, et le filtrage introduit par C4 et C3, qui évitent au circuit de voir des hautes fréquences qu'il est incapable de traiter.
L'un cause une petite atténuation à 10Hz qui est compensée par une légère "bosse" dans le gain aux TBF, et l'autre cause de petites variations de gain aux fréquences moyennes, qui peuvent être gommées par un excès de gain de l'ampli DC. La solution est commune aux deux problèmes: l'altération du rapport des diviseurs.
Le résultat est un ampli dont le gain reste stable à +/-0.05dB dans toute la bande utile, ce qui est satisfaisant (mais pas du luxe si on veut conserver un triangle parfait).
Ce qui est moins satisfaisant, c'est que l'ampli de correction est couplé directement à l'entrée inverseuse de l'ampli rapide via une résistance de 1K; j'aurais préféré pouvoir isoler la sortie avec un condensateur de filtrage éliminant la HF, mais cela signifie aussi l'introduction d'un pole supplémentaire dans la réponse, ce qui complique encore un problème qui est loin d'être simple.
Comme le signal HF sera déjà bien atténué, je préfère pour l'instant m'accommoder de la situation. La maquette physique permettra de savoir s'il faut pousser plus loin. Et encore une fois, si quelqu'un a une idée géniale pour faire un circuit simple et sans compromis, qu'il n'hésite pas...

Asuivre

[Tropique]

Un petit rapport d'avancement, pour ceux qui s'inquiètent de l'avenir du projet:

J'ai réalisé l'ampli de sortie (sans servo pour l'instant), et j'ai passé les derniers jours à la mise au point: comme prévu, c'est un gros morceau.

Avec les valeurs du schéma, il était marginalement stable (ou instable): sans signal à l'entrée, ou avec un signal BF, le comportement était à peu près normal, mais dès qu'un signal un peu "violent" était appliqué, genre carré, cela déclenchait des oscillations HF.
Chose qui va réjouir ceux qui nourissent une aversion pour les simulateurs, il n'y avait aucun signe du problème dans les simulations: les réponses en amplitude et en phase étaient propres et régulières, et la sensibilité aux valeurs de composants de compensation, faible.
Cela ne veut pas dire que j'ai vraiment été pris par surprise: les compensations sur les amplis rapides sont toujours délicates, et dépendent fortement d'éléments parasites.
En plus, ce circuit fait appel au bootstrap. En basse fréquence, cela ne cause généralement pas de souci, mais il en va différemment quand on monte en fréquence: théoriquement, le gain d'un étage boostrappé reste toujours très légèrement inférieur à l'unité: on réinjecte vers l'entrée un signal légèrement atténué par le gain non-unitaire de l'étage en collecteur commun.
Mais en HF, des éléments parasites interviennent, et il se peut qu'il y ait un léger "gain" en tension apparent à certaines fréquences. Le gain peut donc très bien passer de 0.995 à 1.005; cette différence, apparemment infime, suffit à transformer un étage stable et calme en un oscillateur potentiel, hypersensible à la moindre perturbation.
Ici, ce n'est pas un bootstrap qu'il y a, comme c'est normalement le cas, mais trois; et on ne se contente pas de boostrapper de simples résistances, mais des étages complets... Cette technique s'apparente un peu aux pactes avec le diable: il faut être très malin pour en retirer les avantages promis sans se faire carboniser.

On pense généralement que pour qu'il y ait surtension, il faut au minimum une self. En réalité, ce n'est même pas le cas: de simples circuits RC suffisent à "amplifier" une tension. Bien entendu, cette amplification est faible, et il n'y a pas de gain en puissance. Mais la haute impédance d'entrée de l'étage boostrappé suffit à faire le reste, et rend possible les oscillations. Pour ceux qui sont intrigués par cette possibilité, voir ceci p.ex.:
http://forums.futura-sciences.com/thread85646.html
En plus, tout circuit réel comporte également des inductances parasites, qui ne font qu'embellir le problème.

Je suis donc en train de rectifier et de réarranger les compensations, afin d'aboutir à un circuit stable et reproductible. Ce sont les aléas du "temps réel", mais c'est en bonne voie.

A suivre....

[Tropique]

Désolé pour cette longue absence, mais j'ai été assez occupé, et je n'ai pas eu beaucoup de temps pour la bidouille (je dois aussi gagner ma vie par moments).


Voici quelques nouvelles:

L'ampli résiste toujours; j'ai plus ou moins pu régler les problèmes de stabilité, mais maintenant apparait un autre souci:
A fréquence élevée, un certain "essouflement" se manifeste, avec pour résultat une diminution de l'amplitude maximale disponible.
Un tel phénomène était prévu, il aurait été irréaliste d'imaginer sortir la totalité des 2Vrms jusqu'à 10MHz, et j'avais considéré qu'une perte de 3dB à 10MHz restait acceptable. Malheureusement, avec la maquette correctement compensée, la compression de niveau commence beaucoup plus tôt, vers quelques MHz.

Ici également, il y a une divergence par rapport à la simulation.
Plusieurs raisons à cela:
D'une part, on arrive aux limites des composants et de leurs modèles, ce qui cause des divergences notables.
D'autre part le circuit utilise un mélange de réaction négative (contre-réaction) et de réaction positive (bootstrap). La réaction positive est souvent un problème délicat pour les simulateurs. On n'en est plus aux temps héroïques où le résultat était un plantage systématique, mais il y a des cas où cela reste difficile à gérer. Les simulateurs actuels s'en tirent assez bien quand la réaction positive est largement dominante (oscillateurs), où quand elle est de nature analogue à la CR: dans ce cas, il suffit de faire le bilan algébrique des dB positif et négatifs, et le résultat est généralement assez correct. Par contre, quand les mécanismes et les chemins de réaction + et - diffèrent, la précision effective des itérations est affectée, et même si l'algorithme semble converger de façon normale, de petites variations de paramètres secondaires modifient de façon disproportionnée les résultats finaux.

Enfin, mea culpa, j'ai fait preuve de "hybris" dans mon approche: lorsque je simule quelque chose, j'utilise généralement des composants idéaux, et je "discrétise" les éléments parasites que je sais critiques, comme l'ESR d'un condensateur ou la capa parasite d'une résistance.
Si je procède ainsi, bien que le simulateur donne la possibilité d'utiliser des composants réels, non-idéaux, c'est parce que je m'estime suffisamment malin pour savoir quels paramètres sont importants, et je ne désire pas avoir des dizaines de paramètres plus ou moins inconnus qui viennent "polluer" mes résultats. Il serait évidemment possible d'aller examiner chaque modèle de composant pour voir exactement quels éléments parasites sont inclus, mais au niveau de tout un schéma, ce serait fastidieux, et je préfère donc garder un contrôle total sur tous les éléments. En général, ça marche plutot bien, sauf qu'ici, tous les élements parasites ont leur importance: beaucoup des composants ont à leurs bornes la totalité ou une fraction importante de la tension de sortie, et leurs capas parasites doivent être chargées et déchargées au rythme de cette tension. Au total, cela fait une charge supplémentaire importante, notamment pour le driver, et comme le courant de repos est limité au strict minimum, il n'y a pas de réserve.
J'ai donc remis l'ouvrage sur le métier, et je vais essayer d'arriver à un compromis satisfaisant. Si cela ne s'avère pas possible, il faudra revoir les ambitions à la baisse.

A suivre....

[Tropique]

Voici enfin, après des arbitrages et des compromis déchirants (!), la version finale de l'ampli que j'ai retenue et testée.


Notez que c'est la version "brute", pour simulation etc. La version finale, constructible, aura des valeurs, notamment de condensateurs, plus adaptées, mais l'essentiel y est.
Il n'y a pas de "révolution" par rapport au circuit initial, juste quelques différences dans la stratégie de compensation en fréquence et le courant de repos.
Celui-ci est maintenant de 12mA pour la totalité de l'ampli. Cela reste compatible avec l'alimentation sur piles, bien que les 8mA de départ eussent été préférables.

Autre point sur lequel j'ai du transiger: la bande en puissance en sinusoidal. A partir de 6~7MHz, la forme d'onde commence à se dégrader, pour cause de slew-rate insuffisant. Monter plus haut aurait exigé un courant de repos encore plus élevé, c'est donc un compromis.
Par contre, en triangulaire, il n'y a pratiquement pas de problème, même au maximum, puisque le manque de slew-rate a pour effet de "triangulariser" le signal.
On se console comme on peut, bien que l'utilité d'un signal triangulaire en HF soit relativement discutable.

On peut s'interroger sur le bien-fondé de tous ces compromis.
Je trouve qu'il aurait été dommage de "brider" le générateur sur la quasi-totalité de son domaine de fonctionnement juste pour avoir les derniers MHz "bien propres".
Dans les fréquences basses et moyennes, disposer de 2Vrms n'est pas un luxe, et d'autre part, il n'était pas non plus question de sortir de l'optique "junior", en utilisant des composants plus performants.
J'ai essayé de faire du mieux que j'ai pu, avec toutes les contraintes de tension et courant d'alimentation, de prix et de simplicité.

La compensation en fréquence est ici particulièrement difficile, principalement à cause du bootstrap: normalement, on aurait mis un pôle dominant sur l'ampli en tension Q4. Mais avec le bootstrap qui injecte du signal sur l'émetteur, l'effet d'un condensateur c-b n'aurait pas été celui escompté, du moins pour les alternances négatives, quand D6 est bloquante.
Pour résoudre ce casse-tête, la compensation se fait sur deux étages, avec C6 et C7, tandis que C3 garde l'émetteur de Q4 "froid" en VHF, même lorsque D6 est bloquante.

Le résultat final est acceptable, et dans cette incarnation, simulation et réalité montrent un bon accord.


Que reste-t-il à faire?
Il y a encore deux ou trois fonctions auxiliaires à implémenter, comme l'alimentation régulée et le générateur de 800Hz de modulation interne, et puis il faudra intégrer tout cela dans un ensemble harmonieux et homogène, avec servo, commutations, réglages, etc.
L'atténuateur de sortie suivra la même philosophie minimaliste que les gammes de fréquence: avec un potentiomètre logarithmique pour la commande de niveau, on pourra se contenter de deux positions, 0 et -40dB.
La position 0dB sera celle d'usage général, couvrant 20mV à 2V, et celle de -40dB permettra d'émuler les sources à bas niveau, aussi bien en BF, comme des micros p.ex., qu'en HF, pour les signaux d'entrée de circuits FI ou de récepteurs AM.
Un atténuateur externe ne sera nécéssaire que si l'on souhaite descendre sous quelques dizaines de µV.

A suivre....

[Tropique]

Voici une des fonctions restant à réaliser. Il s'agit du générateur 800Hz permettant de générer directement des signaux modulés FM avec le VCO.

Ce n'est pas un élément indispensable, mais compte tenu du faible niveau de prix et de complexité, il n'y a pas de gros inconvénient à l'implémenter, même si l'on en n'a pas un besoin direct et immédiat. Il utilise une des sections libres du LM324.

Le principe est celui d'un filtre passe-bande centré sur 800Hz, et qui oscille grâce à une réaction positive. Celle-ci est limitée au moyen d'un écrêteur à diodes, D1-D2, qui fixe l'amplitude de sortie à 1.5Vcc.
Cette solution a été retenue plutot que le plus classique pont de Wien, car le filtre BP peut avoir un Q beaucoup plus élevé qu'un pont de Wien purement passif. Cela permet, même avec une forme d'onde sévèrement écrêtée, de récupérer une sinusoïde de bonne qualité. L'avantage d'un écrêtage "dur" est de donner une bonne robustesse de l'amplitude d'oscillation face aux dérives et aux tolérances des composants.
On obtient donc une amplitude stable et définie avec une distorsion de quelques dixièmes de %, sans régulation et sans le moindre réglage.
Cette technique est donc bien adaptée aux petits oscillateurs simples pour lesquels on ne recherche pas les performances ultimes de distorsion.
La source V2 est la référence interne, qui servira également aux autres parties de circuit.

Pour l'instant, le circuit n'existe que sous forme simulée, mais il y a relativement peu de chances d'avoir des surprises lors de la réalisation: il est simple et peu exigeant concernant les composants.

A suivre....

[Tropique]

Voici la dernière pièce du puzzle pour ce projet: le régulateur 6V d'alimentation.

Pourquoi n'avoir pas pris un simple régulateur 3 pattes intégré?

Il y a un certain nombre de raisons:

-Il faut un modèle LDO, et la tension de 6V n'est pas si courante pour ces modèles.
-La stabilité d'un régulateur standard est insuffisante pour ce projet; il aurait donc fallu de toutes façons une référence, et comme il reste un LM324 disponible, la seule chose à rajouter est un transistor.
-Les performances, en drop-out et régulation dynamique sont meilleures qu'un régulateur intégré.

Le circuit
C'est une architecture LDO tout à fait classique, avec un élément PNP. La source de régulation est U1, une référence intégrée de 2.5V, dont il existe une infinité de modèles.
On voit qu'il y a une sortie directe, non régulée: c'est en fait l'astuce qui permettra à l'amplificateur de sortir ses 2Vrms sans devoir gratter jusqu'aux derniers millivolts de tension de saturation des transistors de sortie.
Le NPN y aura son collecteur connecté, et comme le régulateur a besoin d'au moins 200mV pour fonctionner, la tension effective d'alim de l'ampli sera toujours au moins de 6.2V. Ces quelques centaines de millivolts supplémentaires peuvent paraître négligeables, mais ils font toute la différence, et permettront à l'ampli d'avoir un peu d'espace pour respirer.
Le fait que la tension de collecteur soit non-régulée ne change rien aux performances de l'ampli. La référence du DC-servo sera un peu remontée par rapport aux 3V d'origine, afin de recentrer la tension de sortie.

Autre petite astuce: il y a une LED. C'est la seule de ce projet, et elle a de bonnes justifications, autres que de la pure décoration.
Quand la tension de la pile sera trop faible pour permettre la régulation, la sortie de l'AOP va aller en butée basse et donc allumer la LED. On dispose ainsi d'un indicateur "LoBat" presque gratuit, et qui ne consomme rien en fonctionnement normal. Même quand la LED s'allume, elle contribue au courant de base du transistor, on ne peut donc pas dire qu'elle gaspille le courant de la pile.

Voila, tous les éléments essentiels du projet ont été passés en revue, il restera maintenant à faire un solide travail d'intégration, afin de mettre tout cela en musique.
Et une fois que tout aura été assemblé, il faudra vraisemblablement encore faire une passe de débuggage, pour éliminer les problèmes qui ne manqueront pas d'apparaitre à ce stade.

A suivre....

[Tropique]

Voici, pour patienter, quelques photos de la croissance du "bébé":

"General" montre la maquette en train de se peupler.
"Amp" montre plus spécifiquement l'ampli de sortie.
"Auxiliaire" est un gros plan sur les circuits auxiliaires.

A bientôt....

[BastienBastien]

Bonsoir,

Quel courage ! Quelle persévérance ! Quel bordel !

[Tropique]

Bonsoir,

Quel courage ! Quelle persévérance ! Quel bordel !

Relativisons quand même...
Sauf pour la dernière partie, mais là, c'est ma marque de fabrique.
On ne se refait pas.
Et puis, voyons les choses en face: les composants, ils s'en foutent (enfin, j'espère pour eux)....

[Tropique]

Il est temps d'entamer la phase finale de ce projet.

Voici donc le schéma "constructible" du générateur, tenant compte de tous les enseignements récoltés dans les phases précédentes, et incorporant également les dernières corrections qui ont du être apportées lors des tests de la maquette complétée.

Pour des raisons de lisibilité, le schéma sera scindé en deux folios: l'un sera consacré à la partie génération/alimentation, et l'autre à la partie mise en forme/amplification. Comme il n'y a pratiquement aucun renvoi entre les deux, cela ne gênera pas la compréhension.

Lorsque les deux parties auront été mises en ligne, je donnerai les explications concernant les particularités, les modifications, le choix et le tri des composants ainsi que la construction.

A suivre....