Alimentation à decoupage push pull
Bonjour,je suis nouveau sur le site
je voudrais avoir des informations sur le fonctionnement et le dimensionnement d'une alimentation à découpage push pull, car malgré mes recherches sur google je n'arrive pas trouver des informations complètes.
On vous a donné que peu de savoir ....PDD
Salut,
tu cherches à faire un push-pull DC-AC ou AC-DC?
Et quelles informations te manquent?
@+
gcortex, ton schéma d'alim est un "demi-pont", pas un "push-pull".
Tu ne trouveras pas d'alim ATX "push-pull" pour 200W.
C'est une vieille architecture, en plus sans PFC actif, pas glop.
@+
Je voudrais faire une une alimentationà découpage push pull en utilisant un noyau de ferrite.
peux tu m'indiquer les différences ?Envoyé par HULK28
dans le cours en pdf à la page 12, il disent qu'avec 2 transistors, c'est une variante du push-pull
J'essaie de réaliser une alimentation push pull en utilisant un noyau de ferrite , mais je ne m'y connais pas vraiment.
Bonsoir,
En fait c'est l'appelation qui est inappropriée (en Europe tout particulièrement), la confusion vient du fait que la topologie du "1/2 pont" est en tout point semblable à la topologie dite "push-pull en configuration 1/2 pont", sauf que cette structure théorique n'est jamais utilisée en l'état du fait des disymétries inhérentes à ce mode qui sont bien corrigées sur la topologie dite en "1/2 pont" anglo-saxone (Half-bridge).
La différence est uniquement un simple condensateur en série avec le bobinage primaire et le point milieu du pont capacitif d'entrée comme tu peux le voir sur le schéma joint par mak55.
Sans cette petite correction le risque de conduction simultanée est trop important.
L'appelation anglo-saxone "push-pull" définit ordinairement une structure à 2 bobinages primaires dit à point milieu dont les 2 transistors sont en low-side.
Dans le même registre il arrive assez souvent qu'un "double Forward" soit confondu avec le "Half-Bridge", la présence du condensateur permet de lever le doute immédiatement dans le cas du demi-pont (Half-Bridge) et dans l'autre c'est la présence des diodes de clamp qui trahissent le "double Forward".
Pour résumer voici les topologies rencontrées:
1/Le Flyback en mode de conduction discontinue
Un seul bobinage primaire, un secondaire-un seul transistor
Avantages: faible coût,sorties multiples, tolère bien les larges variations de courants de charge, bon "tracking" des différentes sorties.
Le transformateur est 3 fois plus petit que le mode Flyback continu, le temps de réponse est excellent, les sorties ne nécessitent qu'un seule diode de redressement, un filtrage inductif n'est pas nécessaire, la boucle fermée est facile à stabiliser puisqu'un seul pole est présent.
Désavantages: forts courants de pointes dans les diodes de sorties et le transistor de commutation, la capa de sortie est environ le double de celle nécessaire en mode Flyback continu.
Les caractéristiques du transistor et de la diode:
Le transistor doit supporter [Vin(max)+nVout]+(VL de l'inductance de fuite).
Au niveau courant: I>2Pout/(rendement*Vin(min)*Dmax) -> Dmax étant le rapport cyclique.
La diode de redressement doit supporter une tension inverse de Vout+Vin(max)/n.
Id(pk)>2Pout/[(1-Dmax)*Vout] et Id(moy)=0,4I(pk)
"n" étant le rapport de transformation n=Vin/Vout
2/ Le Flyback en mode de conduction continue
Un seul bobinage primaire, un secondaire-un seul transistor
Avantages: idem que dans le mode continu avec toutefois une capa de sortie de moitié celle du mode discontinu, les pics de courants dans le transistor et la diode de sortie sont également de moitié environ.
Désavantages: La diode de sortie doit être 4x plus rapide que dans le mode discontinu, le transformateur est plus volumineux, la boucle fermée est plus difficile à stabiliser (2 poles)
Le transistor doit supporter également [Vin(max)+nVout]+(VL de l'inductance de fuite).
Au niveau courant: I>1,2Pout/(rendement*Vin(min)*Dmax) -> Dmax étant le rapport cyclique.
Et Id(moy)=0,7*Id(pk)
La diode de redressement doit supporter une tension inverse de Vout+Vin(max)/n.
Id>1,2Pout/[(1-Dmax)*Vout] et Id(moy)=0,7*Id(pk)
3/ Le Forward simple
Un seul bobinage primaire,un secondaire-un seul transistor
Avantages: Faible ondulation, faible bruit en sortie, circuit de commande simple.
Désavantages: Plus coûteux que la topologie Flyback, utilisation peu rationnelle du transformateur (Dmax<50%),la tension de blocage du transistor est le double de Vin, délicat à mettre en oeuvre en mode multi-sorties, stabilisation de la boucle moyenne à difficile, transformateur assez couteux (nécessité d'un bobinage de démagnétisation), 2 diodes de redressement.
Le transistor doit supporter Vin(max)*1/(1-Dmax)+(VL de l'inductance de fuite).
Au niveau courant: I>1,2Pout/(rendement*Vin(min)*Dmax)
Les diode de redressement doivent pouvoir supporter une tension inverse de [1,2(Vout+VF)*Vin(max)/(Vin(min)*Dmax)]+(VL self de fuite).
Id(pk)>Iout(max) et Id1(moy)=D(max)*Iout(max), Id2(moy)=(1-D(min)*Iout(max).
4/ Le Forward double
Un seul bobinage primaire, un secondaire-deux transistors
Avantages: Haut rendement (pas de snubber nécessaire seulement des diodes de clamp), faible ondulation en sortie, accepte bien de forte variation de tension en entrée.
Désavantages: double circuit driver nécessaire, utilisation peu rationnelle du transformateur comparé au push-pull ou à la toplogie 1/2 pont, boucle fermée moyenne en difficulté (2 poles), redressement en sortie par 2 diodes et une self de filtrage.
Le transistor doit supporter 1,1*Vin(max)
Au niveau courant: I>1,2Pout/(rendement*Vin(min)*Dmax)
La diode de redressement doit supporter une tension inverse de [1,2(Vout+VF)*Vin(max)/Vin(min)*D(max)]+(VL self de fuite).
Id>Iout(max) et Id1(moy)=D(max)*Iout(max) , Id2(moy)=[1-D(min)*Iout(max)]
5/ Le Demi-pont (ou Half-Bridge)
Un seul bobinage primaire, 2 secondaires (à point milieu)-deux transistors
Avantages: Fortes puissances possibles, utilisation du transformateur rationnelle par une utilisation dans le 1er et 3emme quadrant, flus symétrique (si utilisation d'une capacité en série avec le primaire), inductance de fuite non critique.
Désavantages: circuit driver en high-side/low-side nécessaire, boucle fermée facile à moyenne en difficulté (2 poles simples), redressement en sortie par 2 diodes et une self de filtrage, nécessite 2 bobinages dans le secondaire.
Le transistor doit supporter 1,1*Vin(max) au blocage.
Au niveau courant: I>2Pout/[rendement*Vin(min)]
La diode de redressement doit supporter une tension inverse de [2,2*(Vout+VF)*Vin(max)/Vin(min)]+(VL self de fuite).
Id>Iout(max) et Id(moy)=0,5*Iout(max)
6/ Le pont complet (ou Full-Bridge)
Un seul bobinage primaire, 2 secondaires (à point milieu)-4 transistors
Avantages: Très fortes puissances possibles, mêmes avantages que pour le demi-pont, la mise en parallèle de transformateur est courante.
Désavantages: circuit driver en high-side/low-side nécessaire (en double), redressement en sortie par 2 diodes et une self de filtrage, nécessite 2 bobinages dans le secondaire, des diodes de clamp sont à prévoir.
Les transistors doivent supporter 1,1*Vin(max) au blocage.
Au niveau courant: I>Pout/[rendement*Vin(min)]
Les diodes de redressement doivent supporter une tension inverse de [2,2*(Vout+VF)*Vin(max)/Vin(min)]+(VL self de fuite).
Id>Iout(max) et Id1,2(moy)=0,5*Iout(max)
7/ Le Push-Pull
2 bobinages primaires (point milieu), 2 bobinages secondaires (point milieu)-deux transistors
Avantages: faible poids et encombrement, design efficace, facile à piloter au niveau commande les 2 transistors sont en low-side (à la masse).
Désavantages: circuit driver spécial pour corriger les dissymétries de flux dans les 2 bobinages primaires, le transformateur est couteux et doit doit-être légèrement surdimensionné (4 bobinages), difficulté de l'asservissement de la boucle moyenne.
Le transistor doit supporter 2*Vin(max)+(VL inductance de fuite) au blocage.
Au niveau courant: I>Pout/[rendement*Vin(min)]
Les diodes de redressement doivent supporter une tension inverse de [2,2*(Vout+VF)*Vin(max)/Vin(min)]+(VL self de fuite).
Id>Iout(max) et Id1,2(moy)=0,5*Iout(max)
8/ Le convertisseur résonance série à onde sinusoïdale
1 bobinage primaire, 2 bobinages secondaires (point milieu)-deux transistors
Avantages: faible poids et encombrement, très faible EMI et RFI, très haut rendement, hautes fréquences possibles, faibles pertes en commutations, faibles tailles des composants magnétiques et dissipateurs très réduits, faible di/dt, limitation naturelle du courant par la self du circuit résonant, commutation au zéro de courant, faible influence de la self de fuite du transfo.
Désavantages: Circuit résonant en plus, les contraintes en courant sur les commutateur sont 4x plus grandes qu'en topologies traditionnelles, forts courants en contraintes sur le filtrage capacitif de sortie, 4 diodes sont nécessaires (2 en entrée, 2 en sortie).
Le transistor doit supporter [1,1*Vin(max)].
Les diodes de clamp: 1,2Vin(max)
Au niveau courant: I(max)>7*Pout/Vin(min) avec I(rms)=0,5*I(max)
Les diodes de redressement doivent supporter une tension inverse de [2,2*(Vout)]+(VL self de fuite).
Id(pk)>Iout(max)*rac(2) et Id(moy)=0,35*Iout(pk)
Voilà pour les topologies les plus courament utilisées.
@+
Dernière modification par HULK28 ; 03/07/2008 à 01h03.
Très bien mais qu'as-tu en entrée et que veux-tu en sortie?
Je veux utiliser cette alimentation pour génerer des courants d'une centaine d'ampère à très haute fréquence (100 kHz à 1 MHz), par exemple injecter un courant faible et obtenir en sortie un courant fort.
Bonjour,
pourrais tu m'indiquer où tu as pu trouver toutes ces informations ou si ils existent en fichiers pdf ou word.
C'est une plaisanterie?
Et que comptes-tu alimenter?
Les alimentations à découpage c'est un métier, un peu comme un sport qu'on pratique tous les jours.
100A en sortie c'est un objectif très surréaliste pour un débutant, un peu comme si tu voulais affronter une tête de série au tennis quand tu viens juste de comprendre les règles du jeu.
Le mieux est de commencer par des objectifs raisonnables, un Flyback de 100W par exemple.
Je te promets déjà de la sueur et des larmes, et une bonne dose de satisfaction quand tu aboutiras.
@+
merci Hulk,
tu devrais faire un site sur les alims à découpage !
Le problème est que je ne sais pas comment créer un site.
tu plaisantes ?
une page index.doc sous word que tu enregistres en html
et tu upload avec filezilla !
Il faudrait que je m'y penche, c'est vrai qu'aujourd'hui il y a pas mal de solutions plus simples qu'hier.
Avec ta solution combien de Mo de documents, combien de pages?
En MP si tu veux sinon on va faire du HS.
j'aurais parié le contraireLe transformateur est 3 fois plus petit que le mode Flyback continu
on supprime l'entrefer -->> inductance plus grande --->> régime continu
-->> courant moyen doublé !!
Tu n'as pas vu mes inventions :la boucle fermée est plus difficile à stabiliser (2 poles)
régulation de courant tout ou rien imbriquée dans une régulation de tension !!
Si tu enlèves l'entrefer tu augmentes la pente du champ d'induction B pour un même champ magnétique H appliqué, ce qui augmente le risque de saturation du noyau.
Le transformateur Flyback en mode discontinu est plus petit qu'en mode continu simplement parceque l'énergie inductive stockée est 1/5 à 1/10 de l'énergie requise en mode continu.
Les pics de courants dans les transistors sont quasiment 2 fois plus importants qu'en mode continu en ayant toutefois des courants moyens équivalents.
En mode discontinu, l'énergie stockée dans l'inductance primaire du transformateur est nulle au début et à la fin de chaque période de découpage.
Egalement, la totalité de l'énergie stockée pendant le temps "on" est transmise intégralement au secondaire pendant le "off", à savoir le courant principal et le courant magnétisant.
Dans ce mode le champ d'induction magnétique est beaucoup plus important, si aucun entrefer n'est prévu la saturation du noyau sera plus facilement atteinte en impulsion (appel brutal de courant de charge) puisque la pente d'hystérèse B/H est forte.
Autrement dit, pour un même noyau magnétique si aucun entrefer n'est mis l'énergie transmissible sera beaucoup plus faible qu'avec.
Le niveau crête à crête du champ magnétique applicable croit proportionnellement avec la longueur de l'entrefer.
Soit on réalise le transformateur avec un circuit magnétique type EE ou UU dans lequel on intercale un isolant, soit on utilise un MPP ou noyau molypermalloy dont l'entrefer est réparti dans la matière (entrefer distribué).
L'entrefer diminue la pente du cycle d'hystérèse en éloignant la zone de saturation et en autorisant une valeur du champ d'induction magnétique plus importante.
La pente du cycle d'hystérèse dépendant directement de la longueur de l'entrefer.
@+
Je ne pense pas que l'entrefer puisse augmenter le flux max, ni qu'il permet d'augmenter l'énergie, ni qu'il réduit la pente
au contraire, il l'augmente car l'inductance est plus faible !
Bon WE
dans un flyback l'entrefer n'augmente pas le flux , mais il augmente le courant qu'il faut pour ateindre le flux maximum
j'ai fait des alimentation flyback a un seul transistor ou c'est la saturation du transfo qui determine la fin de la conduction du transistor : il suffit bien d'augmenter l'epaisseur de l'entrefer pour augmenter le courant maxi
l'energie dans une self c'est L I2
augmenter l'entrefer diminue L mais augmente I et comme I est au carré ca augmente bien l'energie
Lit bien ce que j'ai écrit plus haut.Je ne pense pas que l'entrefer puisse augmenter le flux max, ni qu'il permet d'augmenter l'énergie, ni qu'il réduit la pente
au contraire, il l'augmente car l'inductance est plus faible !
Pour une inductance donnée tu vas obtenir un champ d'excitation H selon H=nI/L et H=B/µ => B=µnI/L, tu comprends bien que le champ d'induction B va dépendre du milieu µ:
Ba=H0.µ0 pour l'air
Bm=H.µ0.µr avec µr perméabilité du matériau magnétique.
La loi de conservation du flux impose que Ba=Bm donc que H0=µr.H
Donc pour un champ d'excitation donné, B vas être proportionnel selon une pente qui est conditionnée par l'entrefer puisque si e augmente I diminue:
B=µ0.n.I/[(L-e)/µr+e]
A I constant, B diminue si e augmente, ou si e diminue => B reste constant à condition que I diminue proportionnellement, tout ça est logique.
L'énergie stockée dans la ferrite est Wf=B.H.Vf=B².Vf/(2µ0µr) avec Vf le volume de la ferrite
L'énergie stockée dans l'entrefer est We=B.H.Ve=B².Ve/2µ0
Soit une énergie magnétique totale: Wm=B².Ve/2µ0µr (Vf/µr<<Ve)
=> l'énergie est stockée essentiellement dans l'entrefer.
CQFD.
Merci pour vos réponses
oui mais il passe quand même par zéro !
Et la valeur moyenne ?
et mettre un entrefer signifie augmenter le nombre de spire et/ou la section du fil
donc plus de cuivre
Je ne vois donc pas l'intérêt d'utiliser le régime discontinu,
ni l'intérêt de mettre un entrefer, si ce n'est pour augmenter le nombre de spires
donc a tension de claquage
