Générateur de fonction à base de DDS: amplification

[Tropique]

Première remarque: il semble qu'entretemps, tu en aies profité pour sérieusement revoir tes ambitions à la hausse.
Tu étais parti sur 13µH/5ohms, et avec le transfo élévateur tu mets 5µH/2ohms.
Avec le rapport de transformation de 2, c'est équivalent à 1.25µH/0.5ohms.
Une charge au moins 10x plus sévère....
Un peu violent quand même. Je n'aimerais pas être à la la place de ton PA09.

Voyons un peu les détails:
Sans charge, tout se passe bien: le courant magnétisant est négligeable, il n'y a pas l'ombre d'un indice de saturation, la forme d'onde est correcte.
En charge, on voit l'effet d'une réactance inductive sévère: tu remarques qu'au moment des passages à 0 du courant, il y a des "accidents" dans la forme d'onde de la tension. Quand le courant s'inverse, les étages de sortie sont brutalement pris à rebrousse-poil par la self qui se met à injecter du courant, et il faut quelques ns pour que la boucle de CR puisse réagir et reprendre le contrôle. C'est suffisant pour voir un tel résultat sur ton oscillogramme.
Il faut relativiser malgré tout: pendant cet incident, le courant est pratiquement inchangé, justement à cause des propriétés de la self.
Il faudrait que tu fasses une FFT sur ta trace courant, pour voir si la distortion reste dans des limites acceptables.
En tous cas, il est clair que tu arrives aux limites de ton ampli, point de vue sortance et bande passante. La solution n'est sûrement pas de le charger plus sévèrement en augmentant le rapport de transformation: tu ne ferais que l'effondrer plus.

De plus en passant à 1:4, tu commences à voir l'effet de l'inductance de fuite, qui devient du même ordre que l'impédance résultante excessivement faible que tu obtiens au primaire.

Pour améliorer les choses, il faut mieux exploiter les possibilités de ton ampli: il est capable de sortir des dizaines de V, il faut donc lui présenter une impédance équivalente qui exploite aussi cette possibilité de tension, pas uniquement tabler sur le courant.
Donc, rester raisonnable avec le rapport de transformation, et augmenter la tension d'alim.

Pour diminuer l'inductance de fuite, il faut faire un bobinage adapté (bi- ou multifilaire), et ne pas mettre des nombres de spires absolus excessifs: tu as une inductance magnétisante qui vaut environ 300x celle de charge: c'est clairement excessif. Un rapport de 10 est déjà confortable, tu peux donc diviser n par 5, facilement.

Pour alléger la charge réactive sur l'ampli, tu peux la compenser en mettant un condo parallèle: il faut le calculer pour qu'il soit résonant vers le centre de la bande avec ta charge. Ce n'est pas critique, le Q sera très faible, et le but est simplement de soulager l'ampli, pas de modifier la caractéristique de fréquence.

Enfin, ne pas mettre de condo de blocage en sortie de l'ampli est dangereux: tu as de la chance qu'il ait un offset suffisamment faible pour ne pas créer de courant DC gênant dans la résistance ohmique de ton primaire, mais il ne faut pas trop compter sur la chance. Il est préférable d'en mettre un, qui aura une impédance entre 10 à 100x plus faible que ton impédance de charge: tu seras couvert, et un défaut DC ne causera pas de catastrophes.

Même si tu suis toutes ces recommandations, ça ne te permettra pas de charger ton ampli comme un mulet: il faut rester raisonnable, et ne pas faire dans la surenchère. Si ça ne te suffit pas, il faudra passer au modèle au-dessus (€€€!).
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[Tropique]

Au fait, au niveau d'impédances auquel tu travailles maintenant, le côté réalisation physique va prendre beaucoup plus d'importance: les fils de connexion ont entre 0.5 et 1nH/mm, et des longueurs un peu trop importantes à certains endroits critiques risquent de dégrader les performances.
Dans la sortie de l'ampli et le fil de retour de masse, ça va venir s'ajouter à l'inductance de fuite du transfo.
Dans les connexions d'alim et les condos de découplage, ça pourra aussi poser des problèmes, bien que moins évidents et prévisibles en première analyse.
Ce serait une bonne idée de poster une ou deux photos de ta maquette, pour voir s'il y a des problèmes potentiels de ce côté.

[invitedc4c7c69]

Je vois que ma précédente réponse n'était pas passé... mince

Je vais faire quelques tentatives sur la base de tes commentaires. Effectivement, j'avais diminué le nombre de spires de la bobine d'excitation pour augmenter le NxI. Lorsque je regarde le datasheet du PA09 je devrais pouvoir atteindre mes 1Arms en sortie (il est raté à 2.5A peak)

il faut donc lui présenter une impédance équivalente qui exploite aussi cette possibilité de tension, pas uniquement tabler sur le courant.

Que veux-tu dire par là, augmenter l'inductance de mon bobinage (donc le nombre de spires) ? pourtant le PA09 peut fournir 1Arms si je regarde le datasheet.

C'est tellement plus simple (pour moi) de le faire avec un pont H ou demi-pont. Cependant j'avais éloigné cette solution du fait d0une fréquence assez élevée. Mon DSP et ses sorties PWM n'auraient pas une résolution suffisante... mais j'aurais pu par exemple utiliser le DDS et un comparateur pour recréé un signal PWM "haute résolution" et attaquer un driver de MOSFET... Bref à court terme, je ne vais pas changer de solution, mais exploiter au mieux le PA09...

Je vais refaire un transfo 1:2, en suivant tes conseils et augmenter la tension d'alim... je te tiens au courant,

Je travaille sur une plaque à trous, souder, ma liaison avec ma bobine d'excitation est faite avec un cable coaxial, je peux cependant améliorer quelque peu la partie du transfo dont le fil de retour vers masse général fait plusieurs centimètres...

MErci pour tes conseils, c'est pas négligeable !

[Tropique]

Mettre un transfo élévateur en sortie n'a de sens que si l'inductance de ta bobine de travail est trop élevée pour pouvoir atteindre le courant maximal avec la tension maximale.
Mais évidemment, le courant secondaire est divisé par le rapport de transformation du transfo.
C'est équivalent à mettre moins de spires dans ta self. C'est d'ailleurs ce que tu as intérêt à faire, si tu en as la possibilité. Apparemment, tu diminues le produit N*I en faisant ça, mais comme l'inductance (et donc le courant qui va circuler) dépend de N², tu vas y gagner.
En définitive, ce qui t'intéresse est la puissance réactive que tu peux injecter dans ta self, qui va dépendre de la tension et du courant. Il faut essayer de maximiser les deux.

[invitedc4c7c69]

Hello,

Bon j'ai suivi un peu tes conseils et j'ai obtenu l'image jointe sans trop de problème, à une fréquence fixe.

Modifications apportées :
- condo en séries pour éliminer l'éventuelle composante DC -> 1uF (>100x l'impedance de charge)
- condo en // de 40 nF, ma charge fait exactement 3.5 uH, ce qui donne en rapportant au primaire 875 nH -> je fixe la resonance à 0.85 MHz ce qui donne un condo en // avec le primaire du transfo de 40 nF

J'arrive sans problème au 1A rms souhaité, je peux même monter plus haut (en modifiant le gain du PA09). Cependant si je regarde les deux fréquences extremes (0.7 et 1.1 MHz par exemple), pour une entrée fixe, j'obtiens :

0.8 A à 0.7 MHz
1.2 A à 1.1 MHz

Je vais bien sûr ajouter la leveling loop par la suite (qui regulera le courant dans la bobine), penses-tu que cette "dynamique" pourra être corrigé par la levelling loop ? Est-il possible de diminuer l'effet ?

MErci

[invitedc4c7c69]

Ce n'est pas critique, le Q sera très faible, et le but est simplement de soulager l'ampli, pas de modifier la caractéristique de fréquence.

Pourquoi le Q sera très faible ?

[invitedc4c7c69]

Pour info, la courbe jaune est la tension aux après le condo de découplage, aux bornes du condo de resonance. En rouge le courant de la charge et en orange la FFT du courant, je sais pas si la résolution de la FFT est suffisante pour avancer qqchose. Le courant dans la bobine est correct, cependant je viens de mesurer celui en sortie de l'ampli et il est bizarre... quelque peu assymetrique et pas très sinusoidale... cependant le courant dans la charge semble ok.

[Tropique]

Le Q est faible parce que le circuit résonant est amorti par la résistance interne de l'ampli, normalement très faible. Voir image ScheEq.
Ce schéma montre aussi que, idéalement, à tension d'attaque constante, le courant devrait diminuer en fonction de la fréquence (puisque la charge est inductive).
Il est probable que ton inductance série (fuite + cablage) résonne avec le condensateur de blocage de 1µF. Une valeur de qques dizaines de nH est cohérente. Si c'est le cas, tu peux exploiter délibérément cet effet pour compenser les éléments parasites et égaliser la réponse.
C'est de toute manière parfaitement compensable par la levelling loop.
Il se peut aussi que ton ampli n'apprécie pas trop tout cet environnement purement réactif, et commence à montrer des signes de nervosité.
Tu peux éventuellment mettre une petite résistance (entre 1 et 10 ohms p.ex.) en série dans sa sortie. Tu vas peut-être perdre un peu d'efficacité mais gagner en stabilité.

La FFT ne donne pas d'informations très utiles, il faudrait modifier les paramètres pour voir un "plancher" et des harmoniques réalistes. En plus l'échelle semble linéaire; il faudrait la configurer en dB pour avoir une dynamique décente.

[invitedc4c7c69]

Merci, j'ai quelques problèmes lorsque je connecte la levelling loop, mais je suis en train de debugué...

Tu me conseilles de mesurer le courant sur le primaire du transfo ? je pensais le faire sur la bobine d'excitation (entre sa borne - et le GND)

[Tropique]

Tu me conseilles de mesurer le courant sur le primaire du transfo ?)

Non, pas spécialement, j'avais eu l'impression que c'est là que tu le mesurais, mais je m'étais trompé.

je pensais le faire sur la bobine d'excitation (entre sa borne - et le GND

C'est certainement préférable pour la précision de l'asservissement.

[invitedc4c7c69]

Là j'ai vraiment des problèmes... Les valeurs de courant que j'ai mentionné précédemment ne doivent pas être prise en compte, en fait j'aimerais te présenter un peu les signaux que j'obtiens, ils sont vraiment moches !

Figure 1 : elle présente (comme les suivantes d'ailleurs) le courant dans la charge en rouge, la tension en sortie du PA09 en jaune et en vert la tension de sortie d'un RMS-to-DC converter (pas important ici). Chaque paquet (pulse) correspond à une fréquence fixe donnée par le DDS. obtenu avec le transfo 1:2 + capa "découplage" mais sans condo //

Figure 3 : idem mais dézoomer, on y voit tout le sweep de frequence... (le maximum de la courbe verte correspond à la fréquence de résonance d'un secondaire (circuit résonnant) à une distance de 25 mm). Je trouve que la levelling loop n'est pas très efficace (on voit que le courant est plus faible au début qu'à la fin)

Figure 2 : idem que la figure 1 mais avec condo //, ça semble pas trop mal.

Figure 4 : idem que Figure 2 mais dézoomé... hum hum... pas bien ! La figure 2 était donc un zoom réalisé sur un échantillon "correct".

Figure 7 : encore plus près, remarque le courant dans la charge

Figure 8 : idem, mais le courant est mesuré du coté du transfo primaire (sortie de l'ampli).

Arrives-tu à conclure quelque chose avec ces figures ? Sans la levelling loop et avec le condo // de 40 nF et avec un le même train de pulse généré par le DDS, le singal de sortie est similaire.

A titre indicatif et comme tu le comprendras, je veux augmenter le courant dans la bobine pour améliorer la detection du maximum du signal vert à des distances primaire-secondaire plus éloignées (30mm max)

[invitedc4c7c69]

Et voici la Figure 8

[Tropique]

Première remarque: tu peux accélérer énormément ta levelling loop: il suffit de diminuer le condensateur de 0.01µ d'intégration. La limite ne sera atteinte que lorsque la tension intégrée commencera à varier au cours du cycle de la tension RF (et causera de la distorsion). Avec 1nF, tu ne risques rien à ce point de vue, et tu auras un gain de 10x.

Figure 4, il faudrait voir ce qui cause la variation dans la tension de sortie: je n'ai pas l'impression que c'est la levelling loop, on dirait plutot que c'est l'ampli qui est surchargé et entre en protection. L'impédance présentée par le couplage avec la self distante à certaines fréquences devient trop difficile à piloter, et l'ampli arrive à bout de souffle. Il faudrait essayer de simuler certaines de tes configurations, avec des inductances de couplage pour représenter la distance de séparation entre la bobine d'excitation et le circuit résonant distant. A titre d'exemple, voici un test que j'avais fait: la valeur de K1 représente la distance entre les deux bobines.

Fig 8, il faudrait voir l'origine de la distorsion du courant: c'est d'autant plus curieux que la tension de sortie, en jaune, a l'air correcte. A priori, la forme du courant devrait être encore meilleure.
Il doit y avoir quelque chose qui sature: le transfo, la sonde de courant, l'entrée de l'oscillo.... ou alors tu as des éléments non-linéaires couplés à ta self.

[invitedc4c7c69]

Salut,

Je pense que c'est effectivement l'ampli qui n'arrive plus à suivre ! imagine le courant que je tire dessus lorsque je demande 1Arms dans le secondaire du transfo (-> 2A rms environs) et ça c'est contraire au rating du datasheet... d'ailleurs je l'ai entendu faire des bruit bizarre (perceptible lorsque j'approche mon oreille tout prêt) lorsque ce phénomène apparait.

Bref j'ai limité ma sortie à 600-700 mA rms et ai fait des mesures avec cette configuration. j'ai également diminué la capa d'intégration d'un facteur 10. Les résultats sont suffisamment bons pour valider la fonction du système. Cependant cette solution PA09 est clairement pas la solution adéquate, bien que je puisse l'utiliser certainement plus finement qu'actuellement.
Cependant, il chauffe bcp, il faudra avoir des radiateurs pour dissiper, j'ai quand mème des contraintes de taille (device portable).

Ainsi je me pose quelques questions pour la suite... et si je peux avoir ton avis, c'est top... J'ai vraiment besoin de quelque chose de clean pour exciter la bobine du primaire, les steps de frequence actuels (minimum) du DDS font environs 500 Hz et je reste sur une frequence entre 0.2 et 1 ms (il me semble ne jamais avoir donné d'info là-dessus)

1) bien sûr il y a la solution en élément discret que tu m'as proposé, pour manque de temps et d'expérience, j'ai préféré ne pas encore me lancer.

2) Je me demandais si une solution type demi-pont H avec une tension d'alimentation unipolaire pourrait satisfaire mes besoins. Je le fais déjà pour une autre fonction, mais à 100kHz fixe, avec signal PWM du DSP, driver IR2101 et MosFET, et un circuit resonant série à la sortie du pont.
Je pourrais faire la même chose mais à frequence plus élevé. Le problème que je vois est la fréquence de commutation (disons que je puisse descendre entre 400 et 700kHz) la résolution PWM de mon DSP ne sera certainement pas suffisante. comme proposé je peux éventuellment utiliser un signal DDS avec un comparateur pour recréer un signal PWM est attaqué un driver de MOS... second problème, trouver un driver de FET et des FETS qui marche bien à ces fréquences, et là, j'ai non plus pas trop d'expérience... je pourrais sortir ensuite sur un transfo ou un filtre et attaquer ma bobine d'excitation... en espérant ne pas avoir trop de distortion dans le signal de sortie qui devrait être sinusoidal.

Vois-tu d'autres solutions ? te ton côté je pense que tu foncerais sur la solution discrète... J'aimerais bien tenter d'un côté ! Qu'en dis-tu ? Merci pour tes commentaires

[Tropique]

Point de vue échauffement/bilan énergétique, il faut remarquer que tu n'as en principe qu' à fournir une puissance suffisante pour compenser les pertes Joule.
Ta charge est essentiellement réactive, et dans un système idéal, tu n'aurais que 8W à fournir pour faire passer 2Arms dans ta bobine. Et la totalité des 8W seraient dissipés dans la bobine, pas dans les circuits d'attaque.
Mais avec un ampli linéaire, de la puissance est dissipée que la charge soit réelle ou imaginaire. En fait cette puisssance est même plus élevée sur une charge réactive.
C'est la raison pour laquelle je t'ai conseillé de mettre un condensateur //, pour annuler le courant réactif de la self.
Dans ton cas, cette approche a des limites, puisque tu travailles à fréquence variable: la compensation n'est exacte qu'à une fréquence.
Ta fréquence est trop élevée pour pouvoir travailler facilement en classe D, mais il y a des solutions intermédiaires, genre sinusoide modifiée. La plus simple est un créneau avec des temps morts de T/6 aux passages à 0, pour éliminer l'harmonique 3. Mais il y a des méthodes plus élaborées, soit avec des niveaux intermédiaires, soit avec des commutations supplémentaires, dont voici des exemples:
http://www.tinaja.com/glib/msintro1.pdf
http://powerelectronics.com/mag/608PET21.pdf
Après, il suffit d'un filtrage passe-bas rudimentaire pour retrouver une sinusoide à peu près pure. Il faut que tu te fixes des limites numériques quant au contenu harmonique, pour voir jusqu'à quel point c'est possible.
Pour le controle d'amplitude, il suffit de controler l'alimentation, qui peut sans problème être à découpage.
S'il y a trop de difficulté à satisfaire aux exigences de pureté, il serait possible d'ajouter en // une voie analogique précise et de faible puissance qui corrigerait le signal brut pour éliminer les dernières distorsions.

L'utilisation d'un demi-pont avec une alim unique ne pose pas de problème, puisque tes signaux sont purement AC.

[invitedc4c7c69]

Bon si je me souviens bien la classe D, c'est ce que j'ai plus ou moins expliqué dans mon message... PWM->MOS...

La méthode utilisée dans ton 2ème lien ressemble fortement à ce que je fais dans l'autre fonction à 100kHz fixe avec un demi-pont-H et un seul niveau de switch. J'ai un PWM a 100kHz dont la commande high side et low side du pont sont déphasé. lorsque j'augmente le duty cycle, l'amplitude du sinus augmente, bien sûr je ne peux augmenter le duty cycle qu'à un certain niveau... enfin l'image explique... mais c'est standard!

Mon souci c'est la fréquence, pour faire une commande PWM en sinus, il me faut une résolution PWM super élevé à la fréquence à laquelle je travaille.

Faut que je regarde du coté des MOSFET les plus rapide pour voir si c'est faisable, mais mème avec la solution présentée sur la figure et la résolution de mon DSP je pense pas qu'il soit possible d'avoir la résolution requise à 1 MHz...

Donc tu partirais pas forcément sur du discret dans le domaine linéaire?

[Tropique]

La classe D "classique" (PWM) a des fréquences de commutation et de sortie asynchrones. Il y a donc des produits non-harmoniques et des harmoniques présents dans le signal de sortie, et il faut une fréquence de commutation relativement élevée pour des résultats acceptables.
Avec les "magic sinewaves", il n'y a pas de produits non-harmoniques, et toutes les premières harmoniques sont annulées jusqu'à un ordre arbitrairement choisi.
Dans ton cas, tu n'as pas besoin d'aller très loin, 7 ou même peut-être 5 serait probablement suffisant. Il ne faudrait donc que quelques commutations par cycle de 1MHz, ce qui est encore gérable.
Cela dit, ce n'est pas nécéssairement évident, et il faudrait peut-être adopter une stratégie assez différente de la DDS classique: p.ex. faire générer les instants de magic sinewave par un "engine" hardware séparé de ton DSP, mais clocké par un multiplieur de fréquence piloté par le DDS.

Donc tu partirais pas forcément sur du discret dans le domaine linéaire?

Ca dépend des contraintes: si tu as toute la place et la puissance que tu veux, mais qu'il te faut une très bonne qualité de signal, le linéaire est la solution.
S'il y a des contraintes de rendement et d'encombrement, le digital est à envisager.
S'il faut les deux, il faut combiner, mais ça devient plus compliqué et plus délicat.

On peut aussi se poser des questions plus fondamentales: pourquoi te faut-il tant de puissance par exemple.
Je suppose que c'est pour maximiser un rapport signal-bruit, mais peut-être que des méthodes plus subtiles, autres que de la puissance brute seraient éventuellement possibles, au niveau du traitement du signal reçu par exemple.
Je ne connais pas les détails de ton application, mais ça vaut peut-être la peine d'y réfléchir.

[invitedc4c7c69]

Lorsque tu dis que la classe D ne conviendra pas avec la fréquence à laquelle je désire travailler, qu'entends-tu par classe D ? Je vois bien ce qu'est la classe D (enfin p-e pas), mais p-e que j'y introduis toutes sortes d'ampli "à switch"...

Prenons un exemple : si tu regardes les signaux de commande de gate (disons que c'est les commandes de gate des MOSFET) présentés dans la figure précédente... est-ce que je peux dire que c'est une classe D lorsque je l'utilise en demi-pont (rouge high side, bleu low-side) ? je créé ici une sinusoide à 100 kHz avec deux PWM a 100 kHz déphasé. Avec la commande de la première ligne l'amplitude de la sinusoide est plus faible qu'avec les signaux de commande de la deuxième ligne -> le duty cycle est modifié. Cependant je ne hache pas pendant les alternances.... c'est classe D ça quand même ?

Parce que je pense que ce même principe pourrait être appliqué à des fréquences bien plus élevées... après il est clair que la distortion doit être assez élevé avec ce principe...

Le magic sin wave se rapproche de cette solution p-e, ce lien présente-t-il ce type de commande ? http://fr.wikipedia.org/wiki/Fichier:PWM_3L.gif pour moi,

Merci

[Tropique]

La classe D est une forme de PWM, effectué à une fréquence d'échantillonage élévée, dont le but est de reproduire des formes d'ondes complexes dans les 4 quadrants.
Dans ta figure, tu te contentes de controler l'énergie qui transite avec le duty-cycle, ce qui est beaucoup plus rudimentaire (et moins exigeant à la réalisation).
L'animation de ton lien est de la classe D, ici synchrone, mais je suppose que c'est uniquement pour la clarté de l'animation.
Les magic sinewaves se rapprochent de ça, mais avec encore une différence importante: il y a certaines amplitudes pour lesquelles des harmoniques s'annulent, et il existe une amplitude à laquelle un maximum d'harmoniques s'annulent (fonction du nombre de transition au cours du cycle).
C'est cette valeur (et les instants de transition correspondants) qui est retenue, et pour changer l'amplitude, on ne modifie plus la modulation, mais la tension d'alimentation des switchs du pont. De cette manière, le filtrage passe-bas peut être minimal, mais cependant très efficace.

[invitedc4c7c69]

Salut,

Je regarde les possibilités pour merger mes deux systèmes et partant sur du "digital" et en descendant la fréquence de travail (entre 200 et 350kHz). Du fait que je vais descendre cette fréquence, la variation d'inductance (et donc de la fréquence de résonance) de mon capteur inductif sera moindre.

L'idée serait d'utiliser une configuration en demi-pont, comme j'utilise actuellement pour l'autre fonction à 100 kHz, le système actuelle est basé sur des drivers IR2101, certainement un peu limité pour ètre utilisé à plus haute fréquence. Je ne sais pas encore quel type de control je vais faire, classe D ou éventuellement comme je le fais actuellement (voir image précédente du PWM de commande) ou m'orienter vers une sorte de magic sinewave. Cependant je cherche actuellement les moyens hardware de le faire.

La tension du pont serait de 50 V environ, j'ai besoin de 100V pour l'autre fonction de toute manière. En résumé, le système serait utilisé de la manière suivant:

- à fréquence fixe 100 kHz, avec un circuit résonant à la sortie du pont, driver une bobine (pour cela j'ai besoin d'une tension de 100V aux bornes du pont, courant dans la bobine ~4A... tu l'auras compris il s'agit d'un transfert d'énergie sans contact avec des distances 0-30mm !)
-réaliser un sweep en fréquence entre 200 et 300 kHz (si possible sans trop de distortion)... disons 50 V 600 mA comme ordre de grandeur

Je devrais ainsi switcher la sortie du pont soit sur le circuit resonant+ bobine énergie, soit sur le circuit "sweep" (éventuellement transfo suivi d'une bobine, à voir)...

Je cherche actuellement des drivers pour MosFET, j'ai trouvé ceci chez ti : http://focus.ti.com/docs/prod/folder.../ucc27201.html, c'est des high and low side driver avec bootstrap, ils ont des bonnes capacité en courant 3 A (pour charger les gate des MOS) comparé aux IR2101 (300 mA environs)

As-tu de l'expérience avec ce type de composants ? Me conseilles-tu d'autres variantes ? Merger les deux systèmes (avec une sorte d'aiguillage en sortie du pont) te semble faisable ?

MErci pour tes conseils

[Tropique]

Je ne vois pas très bien ta config. Est-ce que la bobine est commune aux deux configurations?
Sinon, il vaut mieux faire deux circuits de puissance séparés: à partir du moment où il faut commuter de la puissance en HF, ce serait idiot de se compliquer la vie.
Je ne connais pas particulièrement les circuits TI, mais chez IR, il y a d'autres types que le 2101, dont certains très musclés.
Microchip également a pas mal de références. Certains sont en low side only, mais ont jusqu'à 13A de courant de sortie (TC4451).
Cela vaudrait peut-être la peine de reconsidérer ton architecture et tes tensions d'alim. De toutes façons, tu as un certain nombre d'ampères tours à créer, et tu peux y arriver aussi bien à (relativement) basse tension/fort courant.
De cette manière, tu n'aurais même plus de MOS discrets à mettre, tu pourrais mettre deux ou trois ICs en //, et éventuellement adopter un full bridge en plus.

[invitedc4c7c69]

effectivement, je dois driver 2 bobines séparées...

Le système actuel fonctionnant à 100 kHz fixe (je vais le nommer système 1), utilise un demi-pont avec une tension d'alim de 80 V, un circuit résonant (capa en série avec la bobine accordé à 100kHz) et il me faut dans la config actuelle max 4 A . Il est clair que je peux revoir ma tension à la baisse, diminuer mon nombre de spires et travailler à plus fort courant. Tout à fait faisable, c'est d'ailleurs dans cette direction que je voulais aller puisque la tension aux bornes de la bobine est relativement élevée (dû au circuit résonant), > 1000V.
Ce système est utilisé pour transmettre de l'énergie (pulse de courte durée, 35-40ms à une fréquence de 1Hz, c'est pas sensé fonctionner en continu 24/24, mais genre faire 20 pulse à la suite de temps en temps) Afin de connaitre l'énergie à envoyer, je mesure le couplage primaire-secondaire en générant un pulse à tension constante et en mesurant le courant dans le primaire. En me référant à une table prédéfinie (LUT), je peux estimer le couplage et l'energie à envoyer (la distance primaire secondaire varie et l'énergie à envoyée doit ètre adapter en fonction du couplage). Donc je régule ensuite le courant nécessaire pour actuer le système... ça marche bien actuellement. donc si je tu me conseilles d'utiliser deux pont de puissance pour le système 1 et système 2, je pense qu'il est judicieux de garder le montage actuel, mais revoir ma tension d'alim à la baisse, et optimiser mes ampère-tours.

En résumé pour, le système 1 c'est un demi pont-H (IR2101 suivi de MOsFET IRF640) commandé par le PWM de la figure précédente. C'est clair que la commande PWM n'est pas parfaite et mériterait d'ètre améliorer. A bas duty cycle, le signal de sortie n'est pas super, mais les résultats sont relativement bons, donc je pense garder ce système, mème si je planifie une augmentation du courant, baisse de tension (Specs des IRF640 : 200V - 0.150W - 18A)

Le système 2, je pense que tu vois ce que je veux faire, cependant je dois regarder l'impact d'une diminution de la fréquence sur le système. Mais l'idée serait de faire un sweep de 200 à 400 kHz avec une résolution de 500 Hz environs. J'ai des contraintes de taille, donc j'aimerais explorer une solution "ampli digital". Egalement pour une question de place, je pense intéressant d'utiliser la même alim pour le système 1 et 2. cette alim sera certainement un step-up que je construirai moi-mème sur une base d'un MAX1771, mais ceci est une autre histoire...

Il serait intéressant d'utiliser que les drivers, sans les MOSFET, je n'y avais pas pensé... ainsi il est certainement plus facile de monter en fréquence (la charge des gate n'est plus à prendre en compte) cependant il faudrait également trouver des high-side drivers, je vais regarder ce que je peux trouver...

Quelle serait l'avantage d'un full-bridge dans ce cas ?

Evidemment le système serait réguler en courant avec un shunt en sortie du pont -> AD converter -> regulateur (DSP)

Penses-tu que ce soit faisable à ces fréquences sans trop de problème (200-400kHz)? j'ai un high speed PWM sur le F2808, il faut que je regarde si je peux atteindre cette résolution de 500 Hz :

High-Resolution ePWM
• Extends resolution capabilities of ePWM using Micro Edge Positioning technology
• Used for duty cycle and phase shift control in high-frequency applications
• Over 11 bits of resolution at 2-MHz frequency vs. 5.6 bits using standard ePWM

Voilà, à tout bientot et merci pour tes conseils, je poursuis....

[Tropique]

Il serait intéressant d'utiliser que les drivers, sans les MOSFET, je n'y avais pas pensé... ainsi il est certainement plus facile de monter en fréquence (la charge des gate n'est plus à prendre en compte) cependant il faudrait également trouver des high-side drivers, je vais regarder ce que je peux trouver...

Quelle serait l'avantage d'un full-bridge dans ce cas ?

...

Je pense que le full bridge est utile, parce qu'il ne sera vraisemblablement pas possible d'utiliser des drivers high-side pour attaquer directement une charge "réelle": ces circuits fonctionnent avec un bootstrap, et ont juste à fournir un état au gate du mosfet, avec du courant seulement pendant les transitions. Si on commence à tirer un courant en permanence, je ne crois pas que ça puisse fonctionner. Il faudrait analyser ça en détail, pour voir si c'est vraiment le cas et s'il y a un work around pour les forcer quand même. Mais j'en doute.
Par contre, les drivers low-side peuvent fournir un courant permanent, moins élevé que le courant de crête, mais sérieux malgré tout. L'alim max est de 18-20V, donc pour maximiser la sortie, le full bridge est la solution (avec une augmentation de courant: ce n'est pas très contraignant d'en empiler 2 ou 3 // si nécéssaire).

Penses-tu que ce soit faisable à ces fréquences sans trop de problème (200-400kHz)? j'ai un high speed PWM sur le F2808, il faut que je regarde si je peux atteindre cette résolution de 500 Hz :

High-Resolution ePWM
• Extends resolution capabilities of ePWM using Micro Edge Positioning technology
• Used for duty cycle and phase shift control in high-frequency applications
• Over 11 bits of resolution at 2-MHz frequency vs. 5.6 bits using standard ePWM

Voilà, à tout bientot et merci pour tes conseils, je poursuis.

D'après les specs, ça a l'air possible. Il faut voir s'il n'y a pas l'une ou l'autre restriction qui les limiterait, mais à priori ça semble bon.

[invitedc4c7c69]

Je comprends les limitations du bootstrap si je désire tirer en continu, ce qui ne serait pas forcément le cas. Mais je pense que ces drivers avec le mode operation bootstrap sont vraiment fait pour ètre utilisé avec un étage de FET. Après tu peux toujours (au lieu d'utiliser le bootstrap) utiliser une alim flottante et la connectée à la place de la capa de bootstrap. (déjà utilisé cette config pour un moteur DC ou de la pleine onde était nécessaire. Mais c'était des courants relativement faibles, limité par ce qu'on peut tirer sur le IR2101, moins de 500 mA)

Donc si je comprends bien, en full bridge je peux utiliser que des low-side driver ? mais je vois pas comment. en tête, j'ai l'image d'un pont H, avec ma bobine connecté au point milieu des deux branches du pont... et dans cette config il me semble pas pouvoir utiliser des low side driver pour les swtich high-side du pont... Ok, je peux utiliser deux low-side sur une même branche, mais l'alim max du pont correspondra à la tension max des drivers : 18-20V (je répète ce que tu dis ) Donc effectivement du full bridge est nécessaire pour avoir peak-peak 2x 18-20V contrairement en demi pont ou j'aurais peak-peak 18-20V... c'est juste ce que je dis ? j'ai un doute tout d'un coup...

[Tropique]

Oui, c'est ça: pour faire un demi-pont "normal", il te faut un driver low-side, un driver high-side et deux transistors.
Si c'est directement le driver qui sort la puissance, il faut juste un low-side pour le même résultat.... Mais avec la contrainte d'alimentation limitée.
Et pour le pont en H, on double, donc deux drivers low-side. Et si la sortance est insuffisante avec une paire, tu en rajoutes.

[invitedc4c7c69]

en fait je vois pas comment un seul driver low-side remplace un demi-pont à base de FET. comment inverser le courant dans ma bobine avec un seul low side driver ? et pourquoi y'a t'il deux output sur le TC4451 par exemple... ouais, j'ai encore pas mal de chose à apprendre merci !

[invitedc4c7c69]

Ok, l'étage de sortie d'un driver, c'est 2 transistors qui fonctionne en inverse, soit c'est le transistor du bas qui conduit (retour du courant, décharge de la capa de gate dans le cas ou je l'utilise pour driver un FET) soit celui du haut (charge du gate)... ça me semble correct.

[Tropique]

Si tu regardes l'étage de sortie du 4451, tu vois que c'est un demi-pont.
La seule chose que tu ne sais pas faire par rapport à un pont discret, c'est de mettre la sortie en Hi-Z (et encore, en cherchant bien il y a peut-être certains circuits qui ont une entrée output enable).
Je ne sais pas précisément pourquoi les deux sorties ne sont pas reliées intérieurement. Je peux proposer quelques hypothèses: cela permet de mettre des résistances de gate différentes, pour controler le dead time par exemple. Ou le faire sur le chip aurait eu des inconvénients, comme de nécéssiter un niveau de métallisation en plus.
On peut certainement encore imaginer autre chose, mais dans ton cas c'est sans importance: tu les relies ensemble.

[invitedc4c7c69]

Y'a pas de "risques" d'utiliser deux low side driver en pont-H full au niveau des états d'entrée "flottants"?

[Tropique]

Il n'y a pas d'états flottants, surtout pas en entrée. Le fait d'être en full bridge permet des choses supplémentaires. Tu peux soit commander les deux branches de façon strictement complémentaire, et le résultat sera celui d'un half bridge, à part l'amplitude doublée, ou tu peux introduire des temps morts, où les deux sont dans un état identique, mais avec la sortie qui reste en basse impédance, ce qui permet un mode différent de la classe D normale. Ca pourrait éventuellement être intéréssant pour toi.