Mesure précise d'une tension de faible valeur

[bobflux]

Il y a pas mal de choix pour ce type de composant, attention de choisir le bon. J'y ai passé deux minutes, et en regardant de plus près la datasheet, je vois que je n'avais pas vu l'ampli intégré avec un gain de 128, ce qui est beaucoup trop pour pour une tension d'entrée de 700mV. Donc... ça va pas.

> On trouve sur Ebay l'IC pour 5$, mais la platine d'évaluation en coûte 200!

Ah, si tu ne veux pas faire de soudure, peut-être celui-là ? Il y a le code fourni avec en plus. Il fait 16 bits et il y a un ampli à gain programmable dedans.

> Par contre, on trouve des ADC 16 bits sur PCB pour des prix très intéressants.

L'intérêt du sigma delta c'est que tu as plein de bits pour pas cher, et tu as le filtrage numérique en prime pour virer le 50 Hz.

> Un ADC comme celui que tu signales permettrait de réaliser un autorange.

Oui, enfin plutôt non : 24 bit c'est peut-être excessif, mais ça permet de faire toute la plage sans avoir besoin d'ampli à gain programmable devant, donc ça évite le problème de l'offset de l'ampli en question. Mais bon, comme tu vas probablement devoir calibrer le zéro de toutes façons, cette étape s'occuperait aussi d'éliminer l'offset, donc ça ne me semble pas grave...

> C'est très largement suffisant! Je n'ai pas très bien compris la datasheet. Pourrait-on appliquer Vrf et Vcomp aux entrées de l'ADC, sans les amplifier?

Oui c'est l'idée, mais il faut vérifier que le mode commun de tes deux tensions est compris dans la plage admissible par l'ADC.
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[Yvan_Delaserge]

J'ai continué à chercher les méthodes éprouvées de mesure de tensions de faible valeur et je suis tombé sur ce montage, qui date de 1943!



Comme on le voit, il est, lui aussi, basé sur un montage à pont de Wheatstone. Les capteurs sont situés sur la gauche du pont (strain gauges).
Ce montage est capable de détecter des variations de tension de 1 partie par million!
Il fonctionne avec une tension alternative de 4,2 KHz.
C'est la grosse différence avec toute la discussion qui précède. On utilise de l'alternatif, ce qui, j'imagine, réduit beaucoup les problèmes de dérive thermique du zéro.
Si le pont subit le moindre déséquilibre, du 4,2 KHz apparaît à l'entrée de l'amplificateur-détecteur.
Il subit une amplification de 100 dB!
Avec juste 3 tubes!

Je me demande s'il serait possible de faire mieux avec les amplis opérationnels ou les amplis d'instrumentation modernes. Mais peut-être que la limitation est justement le bruit thermique des résistances dont nous parlions plus haut?

Je me demande aussi pourquoi dans le milliwattmètre HP 432, dont je parlais au début de ce fil, on ne passe en alternatif, avec l'ampli chopper 4 KHz, qu'après les ponts de Wheatstone. Ces derniers fonctionnent avec du continu. Pourquoi ne pas les avoir alimentés tout de suite avec de l'alternatif 4 KHz?

[bobflux]

> Je me demande s'il serait possible de faire mieux avec les amplis opérationnels ou les amplis d'instrumentation modernes. Mais peut-être que la limitation est justement le bruit thermique des résistances dont nous parlions plus haut?

Bin en fait tu pourrais essayer avec une carte son, à condition qu'elle ait une faible diaphonie entrée-sortie.

Par exemple, tu génères un sinus avec ta carte son et tu numérises la sortie du pont de wheatstone sur un nombre entier de périodes, ensuite tu multiplies ça en logiciel par le sin/cos de la fréquence utilisée et tu prends la moyenne, c'est comme une démodulation et le résultat est une valeur continue. Il faut multiplier séparément par le sin/cos, ce qui donne une valeur complexe, qui contient l'amplitude et la phase.

L'avantage est que le bruit est moyenné sur toute la durée de la mesure, en fait seul le bruit à la fréquence en question est impossible à éliminer. Avec cette méthode on peut mesurer des tensions alternatives minuscules, même complètement enfouies dans le bruit.

[Vincent PETIT]

Bonjour,
C'est le principe de la détection synchrone mais je ne suis pas sur que le principe fonctionnera dès qu'on injectera le signal RF dont on veut mesurer la puissance ?
On va se retrouver avec une sorte de modulation du signal RF par le sinus ?

[Yvan_Delaserge]

Comme j'ai compris le fonctionnement du HP432, le signal RF est entièrement absorbé par une des thermistances et transformé en chaleur. C'est cette chaleur qui modifie la résistance de la thermistance.
A partir du moment où le pont de Wheatstone est déséquilibré, on va trouver du 4 KHz aux points de mesure.

[Exotique]

Si on divise 700 mV par 16 millions de pas, ça nous fait des pas de 0,04 microvolts!
C'est très largement suffisant!

Le plus difficile aujourd'hui n'est pas tant d'avoir un quantum de mesure très faible mais bel et bien de filtrer le "bruit" d'un signal extrêmement faible sans l'altérer, ce qui est plus ardu.
Pour avoir 16 bits sur 700mV il faut avoir un ADC avec une référence très faible et surtout très stable, ça ne courre pas les rues, en général rarement en dessous de 1.2V à ma connaissance.

[Yvan_Delaserge]

Le plus difficile aujourd'hui n'est pas tant d'avoir un quantum de mesure très faible mais bel et bien de filtrer le "bruit" d'un signal extrêmement faible sans l'altérer, ce qui est plus ardu.
Pour avoir 16 bits sur 700mV il faut avoir un ADC avec une référence très faible et surtout très stable, ça ne courre pas les rues, en général rarement en dessous de 1.2V à ma connaissance.

Et une telle reference, est-ce que cela existe sous forme d'IC specialise?

[Yvan_Delaserge]

> Je me demande s'il serait possible de faire mieux avec les amplis opérationnels ou les amplis d'instrumentation modernes. Mais peut-être que la limitation est justement le bruit thermique des résistances dont nous parlions plus haut?

Bin en fait tu pourrais essayer avec une carte son, à condition qu'elle ait une faible diaphonie entrée-sortie.

Par exemple, tu génères un sinus avec ta carte son

Jusqu'ici, c'est OK pour moi, je trouve meme l'idee d'utiliser une carte-son geniale!

numérises la sortie du pont de wheatstone sur un nombre entier de périodes, ensuite tu multiplies ça en logiciel par le sin/cos de la fréquence utilisée et tu prends la moyenne, c'est comme une démodulation et le résultat est une valeur continue. Il faut multiplier séparément par le sin/cos, ce qui donne une valeur complexe, qui contient l'amplitude et la phase.

La, ca par contre, je ne sais pas faire!

L'avantage est que le bruit est moyenné sur toute la durée de la mesure, en fait seul le bruit à la fréquence en question est impossible à éliminer. Avec cette méthode on peut mesurer des tensions alternatives minuscules, même complètement enfouies dans le bruit.

Bon, ben j'ai plus qu'a prendre un cours de programmation, pour faire faire ca a la carte son.

[Exotique]

Dans ce doc est résumé ce qui se fait de mieux:
https://www.analog.com/media/en/trai...e/Section5.pdf

Dans ce domaine l'aspect technologique des composants est prépondérant, sans parler de la réalisation pratique elle même.
La métrologie est un métier à part entière

[Yvan_Delaserge]

Je compte essayer un ADS 1115 de chez Texas instruments. C'est un 16 bits. Ces IC ont une reference de tension interne. L'erreur provoquee par la reference de tension ne depasse pas 1 LSB, selon la datasheet.
Ces IC ne permettent pas d'utiliser une reference de tension externe.

[Yvan_Delaserge]

> Je me demande s'il serait possible de faire mieux avec les amplis opérationnels ou les amplis d'instrumentation modernes. Mais peut-être que la limitation est justement le bruit thermique des résistances dont nous parlions plus haut?

Bin en fait tu pourrais essayer avec une carte son, à condition qu'elle ait une faible diaphonie entrée-sortie.

Par exemple, tu génères un sinus avec ta carte son et tu numérises la sortie du pont de wheatstone sur un nombre entier de périodes, ensuite tu multiplies ça en logiciel par le sin/cos de la fréquence utilisée et tu prends la moyenne, c'est comme une démodulation et le résultat est une valeur continue. Il faut multiplier séparément par le sin/cos, ce qui donne une valeur complexe, qui contient l'amplitude et la phase.

L'avantage est que le bruit est moyenné sur toute la durée de la mesure, en fait seul le bruit à la fréquence en question est impossible à éliminer. Avec cette méthode on peut mesurer des tensions alternatives minuscules, même complètement enfouies dans le bruit.

est-ce que tu peux preciser ce traitement numerique?
A chaque point de la sinusoide envoyee au pont correspond un angle.
On calcule le sinus et le cosinus de cet angle et on multiplie par la valeur differentielle lue sur les deux points de lecture du pont.
On utilise pour cela les deux canaux en reception de la carte son, gauche et droite. On les soustrait l'une de l'autre et on multiplie ce resultat.
- D'une part par le sinus
- D'autre part par le cosinus
On obtient donc deux valeurs.
Et ensuite?

[bobflux]

Non non c'est vachement plus simple que ça.

Si tu as un signal s1 = A*sin(w*t + phase) avec amplitude A et phase inconnues mais fréquence connue donc w=2*pi*f connu aussi...

Soit:

I = moyenne( s1 * cos(wt) )

Q = moyenne( s1 * sin(wt) )

Ces deux valeurs sont des scalaires, simplement les moyennes temporelles du signal s1 multiplié par le sin ou le cos.

Alors tu peux faire un peu de trigo et tu vas tomber sur un truc du genre A = 2*racine( I^2 + Q^2 )

Vérification : si phase=0, A=1, donc s1=sin(wt) alors

I = moyenne( sin(wt) * cos(wt) ) = 0

Q = moyenne( sin(wt) * sin(wt) ) = 0.5

et avec la formule au dessus on obtient bien la valeur originale de A qui est 1, on a donc mesuré A à partir du signal sans connaître sa phase, ce qui est important car jouer et enregistrer un signal à la carte son ajoute un déphasage inconnu.

En utilisant un soft comme matlab ou numpy, tu peix construire ton signal. Il faut choisir la fréquence pour que la période audio corresponde à un nombre entier d'échantillons de la carte son, par exemple si ta carte son fait du 48ksps tu peux choisir une fréquence de 4800 Hz ou 2400 hz, et numériser un nombre entier de périodes, sinon tu peux avoir des effets de bord, par exemple une demie période positive qui traîne à la fin sans la demie période négative qui va avec, et donc ça va décaler ta moyenne et ton résultat sera faux.

Tu fais sortir le sinus sur la sortie audio, tu numérises le signal à mesurer, sur une entrée, là on n'a pas de stéréo !

Il faut couper un petit peu de signal au début et à la fin, encore une fois pour éviter les effets de bord, et puis tu multiplies le signal mesuré par sin et cos (voir plus haut) ... et voilà.

Le plus compliqué c'est d'arriver à faire parler ensemble python et la carte son.

[Yvan_Delaserge]

Bobflux, tout ça est nouveau pour moi, mais très intéressant. Avant d'essayer de faire faire ça à un ordi, j'ai besoin de tout comprendre en détail.

J'essaie de commencer par une sorte de simulation statique avec Excel.



Le graphique du haut montre le signal généré par la carte son.

Celui du bas montre le signal extrait du pont de Wheatstone. Il y a 1,5 mV de signal et il est déphasé par rapport au signal fourni au pont.
Il est noyé dans 10 mV p-p de bruit.

On a dans les deux colonnes de chiffres, les valeurs des deux signaux toutes les 10 microsecondes.
C'est comme si on avait noté toutes les valeurs produites par la carte son pour synthétiser le signal 4 KHz fourni au pont et toutes les valeurs fournies par le CAN de la carte son en réception du signal extrait du pont.

Maintenant que j'ai ces listes de valeurs, je dis à l'ordi de faire quoi?

[Vincent PETIT]

Bonjour,
Je me suis trompé dans mon précédent poste, bobflux parlait de modulation IQ qui j'imagine permettra de filtrer plus en amont. Je vais creuser de ce côté car je n'ai jamais expérimenté, je n'ai vu ce principe que dans les transceivers RF Zero IF.

A+




*****************************

Ce n'est pas le sujet mais j'ai voulu tester un peu la détection synchrone sous octave/matlab et j'obtiens un résultat conforme à la théorie sur Wikipédia.
J'ai un signal Référence à 5kHz de 1V d'amplitude (en haut à droite) et un Signal bruité à 5kHz de 0.3V d'amplitude (en haut à gauche) et qui a ramassé un bruit tellement important qu'on ne devine même plus ça forme sinusoïdale. J'ai tracé le spectre du Signal bruité (graphe qui s'appelle "Spectre Signal buité") et on voit bien le pic à 5kHz et le bruit large bande.

J'ai multiplié Référence par Signal bruité puis intégré tout ça (graphe qui s'appelle "Intégration Référence * Signal bruité") et comme la théorie le dit, le signal tend à se stabiliser autour de A/2. L'amplitude A du signal bruité était de 0.3V et le signal tend bien à se stabilisé 0.15V.

J'ai retracé le spectre de la multiplication (graphe tout en bas) et on voit une composante continue qui est apparue au environ de 0.15V. Il faut regarder à l'extrémité gauche du graphe pour le voir. Comme le dit Wikipédia je suis entrain d'observer U_SORTIE = (U_REFERENCE * U_{SIGNAL BRUITE}) / 2 * cos (θ) et θ = f_{SIGNAL BRUITE} - f_REFERENCE soit 5kHz - 5kHz = 0. Et cos 0 = 1 = composante continue dans le spectre.

[bobflux]

Voici un exemple de code en python/numpy

#! /bin/env python3
# -*- coding: utf-8 -*-


from numpy import *
import matplotlib.pyplot as plt


Fs = 48000          # fréquence d'échantillonnage
Period = 10         # période du signal de test, en échantillons


Ns = Period*100      # longueur du signal de test, en échantillons


Fsignal = Fs/Period # Fréquence du signal (Hz)
Tsignal = 1/Fsignal # Période (s)


t = arange(Ns) * (1/Fs)     # vecteur de temps
wt = 2*pi*Fsignal*t         # vecteur 2pi F t


phase = 1
amplitude=1


mesures = []
for n in range(20):
    signal = amplitude*sin( phase + wt )
    noise  = random.normal( scale=1, size=Ns )


    s = signal + noise


    # méthode 1: détection directe
    # I = (s*sin( wt )).mean()
    # Q = (s*cos( wt )).mean()


    # print( "I=", I, "Q=", Q )
    # print( "Amplitude", 2*sqrt( I**2+Q**2 ) )


    # méthode 2: moyenne sur période
    # cette ligne transforme le vecteur "s" en matrice de taille (Ns//Period,Period)
    # donc on a une période du signal par ligne ; on fait la moyenne sur l'axe vertical de la matrice
    # on obtient la moyenne de toutes les périodes ce qui élimine le bruit
    # ça permet d'afficher le sinus pour voir si il est bien là
    s = s.reshape((Ns//Period,Period)).mean(axis=0)


    # et on détecte juste sur une période
    I = (s*sin( wt[:Period] )).mean()
    Q = (s*cos( wt[:Period] )).mean()
    mesure = 2*sqrt( I**2+Q**2 )
    print( "I=", I, "Q=", Q )
    print( "Amplitude", mesure )
    mesures.append( mesure )
    
mesures = array(mesures)


print( "moyenne des mesures  :", mean(mesures) )
print( "variance des mesures :", std(mesures) )

[bobflux]

La démodulation IQ consiste à multiplier le signal à détecter (la porteuse) par un signal en phase (sin) et un signal en quadrature (cos). Ça donne deux nombres, qu'on peut représenter comme x,y sur un graphe si on veut, ou comme un nombre complexe. L'important c'est que ça permet de trouver à la fois la phase et l'amplitude du signal à détecter, donc il n'y a pas besoin de connaître la phase pour avoir l'amplitude du signal. Tandis qu'avec une détection synchrone, il faut que ce soit ... synchronisé.

C'est avantageux quand on utilise une carte son, qui va introduire un déphasage entre la sortie et l'entrée assez important et inconnu à cause des buffers et divers traitements numériques comme le suréchantillonnage. En fait quand on utilise une carte son pour sortir une onde et enregistrer le résultat, on obtient bien une onde enregistrée avec exactement la même fréquence d'échantillonnage (ce qui est important), mais l'alignement (la phase) avec l'onde originale qui sert de signal de mesure n'est pas garanti. Des fois ça change d'une mesure à l'autre, suivant ce que windows fait avec ses buffers audio...

[Vincent PETIT]

Tandis qu'avec une détection synchrone, il faut que ce soit ... synchronisé.

Tout à fait ! C'est ce que j'ai constaté dans ma simulation, en balayant le déphasage du signal de référence on arrive à atteindre un optimum dans l'intégration. Autrement dit, il faut chercher cette optimum.

[Yvan_Delaserge]

Voici les résultats que j'obtiens avec les formules du #42:
I = moyenne( s1 * cos(wt) )

Q = moyenne( s1 * sin(wt) )

A = 2*racine( I^2 + Q^2 )



L'échelle horizontale (le temps) est la même pour les 7 graphiques

Le premier graphique est le signal que l'on cherche à récupérer: fréquence 4 KHz, amplitude 50 uV.

Le second graphique représente le même signal enfoui sous 100 uV de bruit. On ne reconnaît pas la sinusoïde.

Le troisième graphique représente dix échantillons de signal bruité, mais en phase. On reconnaît de nouveau la sinusoïde.

Le quatrième graphique représente les moyennes des 10 valeurs instantanées pour chaque intervalle de temps. On reconnaît la sinusoïde, mais ce qui nous intéresse, c'est l'amplitude de la sinusoïde non bruitée (50 uV, cf graphique 1). Si l'on fait la moyenne des 8 valeurs pic, on obtient 64,3 uV.

Le cinquième graphique représente I = moyenne( s1 * cos(wt) ) c'est-à-dire la moyenne des valeurs instantanées des 10 échantillons, pour chaque intervalle de temps.

Le sixième graphique représente Q = moyenne( s1 * sin(wt) ) c'est-à-dire la moyenne des valeurs instantanées des 10 échantillons, pour chaque intervalle de temps.

Enfin, le 7e graphique représente A = 2*racine( I^2 + Q^2 ) en fonction du temps. On voit tout de suite que la fréquence de cette fonction a été multipliée par deux. A cause de la multiplication par les deux signaux en quadrature.
On voit que sa valeur varie entre 0,00002 et 0,00021. Sa valeur moyenne est de 0.000107332.
On est toujours en volts, c'est donc 107 uV.

Mais on a vu au début de ce post que le signal que l'on cherche à débarrasser du bruit présente une amplitude de 50 uV.

Conclusion: Je n'ai pas bien compris comment traiter les données?

La moyenne dont il s'agit dans les équations I = moyenne( s1 * cos(wt) ) et Q = moyenne( s1 * sin(wt) ) concerne-t-elle la valeur moyenne du signal pendant un temps t, 100 millisecondes, par exemple, équivalant à 6400 échantillons de la carte-son?

Mais si on calcule la valeur moyenne d'une sinusoïde, même bruitée, sur un intervalle de temps suffisamment long, on aura un signal proche de zéro, non?

[Yvan_Delaserge]

En continuant à jouer avec le modèle Excel, j'ai essayé de voir s'il serait possible d'utiliser cette méthode d'extraction de l'amplitude d'un signal sinusoïdal noyé dans le bruit avec un microcontrôleur, au lieu d'une carte-son.
Il me semble que ce serait possible, procédant comme suit:

Générer un point de la sinusoïde que l'on va envoyer au pont de mesure.

Lire le signal en provenance du pont de mesure et le placer dans la variable S1.

calculer I = s1 * cos(w*t)

calculer Q = s1 * sin(w*t)

calculer A = 2*racine( I^2 + Q^2 )

faire une moyenne mobile de A et l'afficher.

Avec le modèle sur Excel, on voit que le résultat est remarquable. Merci à Bobflux de m'avoir fait connaître cette méthode.



Le graphique représente le résultat obtenu en traitant 10 échantillons d'un signal sinusoïdal de 50 uV. Chaque échantillon couvre 4 périodes. Et en lui ajoutant des niveaux de bruit croissants de 5 à 500 uV.
On voit que les résultats sont bons, même avec un niveau de bruit important par rapport au signal: 100 uV de bruit. Deux fois plus que le signal.

Mais il est intéressant de constater que l'on a une erreur systématique, même avec de faibles niveaux de bruit: 65 uV au lieu des 50 uV escomptés.
Plus le niveau de bruit augmente, plus l'erreur systématique augmente, elle aussi.

[bobflux]

> Le cinquième graphique représente I = moyenne( s1 * cos(wt) ) c'est-à-dire la moyenne des valeurs instantanées des 10 échantillons, pour chaque intervalle de temps.

Attention, le résultat ne doit pas être un signal (ici représenté sur un graphique), c'est un scalaire (juste un seul nombre)...

Quand tu multiplies le signal par sin(wt) ou cos(wt), le résultat est un signal de même longueur, et on prend la valeur moyenne de ce résultat, qui est juste un nombre.

Je suppute que ce que tu fais n'est pas la moyenne temporelle, mais la moyenne entre tes 10 signaux qui contiennent un bruit différent à chaque fois.

Aussi, il faut que le signal contienne un nombre entier de périodes.

> Mais si on calcule la valeur moyenne d'une sinusoïde, même bruitée, sur un intervalle de temps suffisamment long, on aura un signal proche de zéro, non?

Oui oui, mais c'est pas ce qu'on fait:

signal = sin(wt) + bruit

signal * sin(wt) = sin(wt)^2 + bruit*sin(wt)

La moyenne de sin(wt)^2 n'est pas zéro mais un demi ! Le fait de multiplier le signal par un sin ou un cos de fréquence strictement identique donne un résultat qui contient une fréquence double ET une composante continue. Comme multiplier un signal de fréquence f1 par un signal de fréquence f2 donne un résultat qui contient les fréquence f1-f2 et f1+f2 ; ici comme f1=f2=f, les fréquences sont 2f et 0 (continu).

La fréquence double est éliminée par l'opération de moyenne, qui ne garde que la composante continue.

Et le fait de multiplier le bruit par sin(wt) est très efficace contre le bruit basse fréquence en 1/f... mais tu ne le verras pas dans la simulation, à moins de simuler du "vrai" bruit en 1/f. Si tu utilises une fonction genre random(), ton bruit sera purement blanc, donc pas en 1/f.

[bobflux]

En fait... y'a un problème avec l'utilisation de la carte son pour envoyer une tension dans le pont de wheatstone, et ça explique les transfos dans le montage du post #32.

Si la sortie de la carte son n'est pas symétrique (mettons une sortie jack ou RCA) et que tu la connectes au "+" du pont de wheatstone, alors la tension de sortie du pont en mode commun sera la moitié de la tension d'entrée, donc pour récupérer la minuscule tension différentiel à mesurer, il faudra un AOP d'instrumentation avec un CMRR énorme. Avec le chopper, y'a pas ce problème.

C'est pour ça qu'ils ont mis des transfos, pour alimenter le pont avec une tension bien symétrique, et ne pas avoir de problèmes avec la tension de mode commun sur le signal mesuré.

Si tu veux utiliser un microcontrôleur, tu peux faire plus simple, et remplacer le sinus par un carré. C'est encore une fois de la détection synchrone.

Prenons deux sorties du micro, chacune reliée à une borne du pont, celle du haut et celle du bas. En mettant une sortie à 1 et l'autre à 0, puis en inversant les valeurs périodiquement, on excite le pont avec un signal alternatif. On récupère le signal de sortie avec un ampli d'instrumentation, et là l'ADC du micro peut être synchronisé avec la tension d'excitation émise par le micro. C'est encore la détection synchrone.

Sortir une tension d'excitation positive, mesurer la tension en sortie du pont.

Sortir une tension d'excitation négative, mesurer la tension en sortie du pont.

Soustraire les deux mesures : on obtient l'amplitude de la tension alternative en sortie du pont.

Mais... le problème c'est que ton micro n'aura pas un ADC 24 bits de carte son, donc il faudra peut-être une sélection de gamme.

[Yvan_Delaserge]

Attention, le résultat ne doit pas être un signal (ici représenté sur un graphique), c'est un scalaire (juste un seul nombre)...

Quand tu multiplies le signal par sin(wt) ou cos(wt), le résultat est un signal de même longueur, et on prend la valeur moyenne de ce résultat, qui est juste un nombre.

Je suppute que ce que tu fais n'est pas la moyenne temporelle, mais la moyenne entre tes 10 signaux qui contiennent un bruit différent à chaque fois.

Aussi, il faut que le signal contienne un nombre entier de périodes.

En fait j'ai essayé les deux méthodes.
La méthode décrite en #49.
Une autre méthode que l'on pourrait aussi appliquer avec un microcontrôleur, et qui semble donner de meilleurs résultats.

On définit une variable I et une variable Q comme des variables indexées à 2 dimensions, 25 x 10.
Le 25 correspond aux 25 points de la sinusoïde, le 10 correspond à 10 périodes.

On génère sur une broche de sortie du microcontrôleur, une sinusoïde de 25 points, espacés de 10 usec. Un signal de 4 KHz.

On génère le premier point de la sinusoïde.
On lit le signal en provenance du pont.
On calcule I et Q et on les place dans les cases correspondant au numéro du premier point de la sinusoïde. Première rangée.
point suivant de la sinusoïde
...
point 25 de la sinusoïde

point 1 de la sinusoïde
On lit le signal en provenance du pont.
On calcule I et Q et on les place dans les cases correspondant au numéro du premier point de la sinusoïde. Seconde rangée.
point suivant de la sinusoïde
...
point 25 de la sinusoïde

Et ainsi de suite jusqu'à ce que l'on ait rempli les 10 rangées, correspondant aux 10 périodes de la sinusoïde..

On fait la moyenne de I et la moyenne de Q sur les 10 périodes pour chacun des 25 points de la courbe. Et on calcule A.
On fait la moyenne des 25 valeurs de A. On l'affiche.
On remet I et Q à zéro et on recommence pour les 10 périodes suivantes.

En procédant ainsi, l'élimination du bruit est meilleure.



On arrive à trouver un signal de 50 uV dans 200 uV de bruit contre à peine plus de 50 uV de bruit avec la méthode de #49.

Les calculs précédents avaient été faits sur 3 périodes et demie. Ceux-ci sont faits sur un nombre entier de périodes. 3 périodes. Je pensais que l'erreur systématique constatée de 15 uV en trop provenait de ça, mais apparemment pas. Avec 3 périodes entières, on a quand même 11 uV en trop.

[Yvan_Delaserge]

Si tu veux utiliser un microcontrôleur, tu peux faire plus simple, et remplacer le sinus par un carré. C'est encore une fois de la détection synchrone.

Prenons deux sorties du micro, chacune reliée à une borne du pont, celle du haut et celle du bas. En mettant une sortie à 1 et l'autre à 0, puis en inversant les valeurs périodiquement, on excite le pont avec un signal alternatif. On récupère le signal de sortie avec un ampli d'instrumentation, et là l'ADC du micro peut être synchronisé avec la tension d'excitation émise par le micro. C'est encore la détection synchrone.

Sortir une tension d'excitation positive, mesurer la tension en sortie du pont.

Sortir une tension d'excitation négative, mesurer la tension en sortie du pont.

Soustraire les deux mesures : on obtient l'amplitude de la tension alternative en sortie du pont.

Mais... le problème c'est que ton micro n'aura pas un ADC 24 bits de carte son, donc il faudra peut-être une sélection de gamme.

En effet, cela simplifie beaucoup l'utilisation d'un microcontrôleur. Sortir un signal sinusoïdal à 4 KHz, je ne crois pas que ce serait possible, en tout cas avec un Arduino uno.

Pour la sélection de gamme, je me demande si on pourrait faire suivre l'ampli d'instrumentation par 4 amplis op. Chacun réglé à un gain de 10, y compris l'ampli d'instrumentation. On les connecte chacun à une entrée du microcontrôleur. Le microcontrôleur lit les 5 sorties des amplis op et ne tient compte que de celui qui se trouve juste avant celui ou ceux qui sont en saturation.
Il faudrait soigneusement régler l'offset, surtout des premiers de la chaîne. Mais puisque l'on utilise de l'alternatif, ce ne serait peut-être pas trop critique?

[bobflux]

Oui, avec le micro pas besoin de sinus, tu peux utiliser un signal carré. Il faut juste attendre assez longtemps entre la sortie du signal et l'acquisition à l'ADC pour que la tension de sortie des AOP soit bien stabilisée.

Le fait de travailler en alternatif dégage l'offset et la majeure partie du bruit 1/f des AOP.

Par contre il faudrait un couplage par condensateur entre les AOP, pour ne pas amplifier l'offset car cela pourrait saturer les AOP.

Il faut aussi des AOP non-inverseurs, puisque l'ADC du micro ne prend qu'une tension positive...