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[Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

  1. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
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    13 411

    Re : Micro-alimentations secteur isolées

    Citation Envoyé par DAUDET78 Voir le message
    "La plupart des fabricants spécifient la CR50 à 350V (DC ou RMS)" non, il spécifie un "Working voltage" sans spécifier
    Sous-entendu l'un ou l'autre; certains fabricants se donnent la peine de le préciser:
    http://www.phoenixpassives.com/resis...r25s_cr25p.pdf
    Mais en fait cette spéc. (limiting voltage) est basée à l'origine sur IEC115-1,2 et est donc à la base en AC seulement (exemple databook Philips/MBLE CM2A 10-77).
    Cependant la majorité des fabricants offrent une spéc. étendue au DC également.
    Cela dit, si ça t'empêche de dormir, rien ne t'empêche de mettre deux résistances.

    -----

    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     


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  2. DAUDET78

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    septembre 2006
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    Ile de France
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    75
    Messages
    63 980

    Re : Micro-alimentations secteur isolées

    Bof, c'est pas mon problème. Je parle par expérience et je trouve dommage de construire un projet avec un truc vérolé au départ. On a déjà assez d'embêtement avec les Grimlings non prévus .......
    L'age n'est pas un handicap .... Encore faut-il arriver jusque là pour le constater !
     

  3. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
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    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
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    13 411

    Construction

    Voici les points importants à tenir à l'oeil lors de la construction:

    Le point le plus important est de garder une bonne séparation entre primaire et secondaire. Pour celà, il faut ménager un espace d'environ 10mm libre de tout composant, piste ou accessoire conducteur entre les deux côtés. Dans la photo "microtop", tout ce qui est à gauche de la plaquette est relatif au primaire, condensateur de sécurité, oscillateur, etc.
    La partie droite contient les élements du secondaire, càd pas grand chose.
    Le seul "pont" entre ces deux parties est la self.
    Un autre point important est de garder une distance suffisante (5mm p.ex.) entre le point chaud de C4 (entrée secteur) et le reste du montage, afin d'éviter tout risque de "flash-over". Bien entendu, au niveau d'un circuit imprimé complet toutes ces précautions doivent être respectées: le circuit alimenté fait partie du secondaire, et doit être séparé de tout ce qui est raccordé au secteur (il se peut qu'il y ait aussi un triac ou d'autres choses côté primaire).
    Il faut également que le cordon secteur soit bien fixé, en plus des soudures des cables sur le circuit. La self également doit être fixée (les fils sont trop fins pour cela). Cela peut être fait par collage, ou avec un collier ou lien plastique; n'employer que des isolants.
    Si le boitier est métallique (à éviter), il faut une distance suffisante entre celui-ci et tout composant du primaire, et il faut insérer une feuille isolante entre boitier et circuit, de façon à ce qu'un corps étranger comme une vis ou autre ne puisse faire de contact accidentel.

    A part ces aspects sécurité, il faut encore veiller à d'autres choses:
    Le fil de départ du primaire (qui débute la 1ère couche et qui a été repéré lors de la confection par une gaine colorée) doit être raccordé au collecteur de Q1. C'est important pour limiter l'émission de parasites.
    Enfin, il faut une distance de garde autour de la self, de préférence égale à son diamètre (6mm), et au strict minimum à la moitié, car en l'absence de circuit magnétique pour canaliser le flux, tout objet plus ou moins conducteur à proximité va être le siège de pertes qui vont dégrader le rendement.
    C'est également vrai pour les pistes, mais en principe si on a respecté les règles de sécurité, ce point est déjà conforme. Voir la photo "microbot", les pastilles cuivrées ont été nettoyées.

    A suivre....
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  4. Codi19

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    octobre 2007
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    187

    Re : Construction

    Effectivement ça tiend pas de place !
    pourquoi ne pas le mouler dans une résine.
    L'imagination est l'outil le plus proche de la vérité.Mef quand même !
     

  5. Tropique

    Date d'inscription
    juin 2005
    Localisation
    Entre Groland-Du-Haut et BXL-capitale
    Messages
    13 411
    Citation Envoyé par Codi19 Voir le message
    Effectivement ça tiend pas de place !
    pourquoi ne pas le mouler dans une résine.
    C'est effectivement le but, et en plus ça simplifie les problèmes d'isolation/sécurité.


    Voyons maintenant un autre chapitre important: les interférences et leur réduction.


    Comme il a été dit précédemment, ces problèmes sont largement réduits par rapport à une alim à découpage conventionelle. Ils sont cependant présents, et il y a des cas où ils pourront se montrer gênants, il donc faut savoir comment s'y attaquer.
    Voyons d'abord quelle est leur nature.
    Le circuit est un oscillateur haut niveau (~100V càc) et haute fréquence (~4MHz) qui pourrait donc facilement se transformer en émetteur.
    D'autre part, il pourra aussi y avoir des interactions avec les circuits alimentés.
    Analysons d'abord le premier cas, le circuit isolé considéré comme émetteur radio.
    Il y a deux mécanismes qui vont contribuer au rayonnement parasite: le couplage électrostatique et le couplage magnétique.
    La composante électrostatique va essentiellement être générée par le point chaud du montage: le collecteur de Q1 et ce qui y est connecté. On voit donc déjà que ce sera une bonne idée de réduire les pistes en ce point au strict indispensable. Même si c'est fait correctement, il restera une capacité de couplage d'une fraction de pF avec l'espace ambiant.
    D'autre part, la self est à air, donc son champ magnétique n'est pas confiné, et il va aussi générer une onde électromagnétique.
    En général, ces effets ne seront pas très gênants: comme les structures rayonnantes (les "antennes") sont minuscules par rapport à la longueur d'onde, leur efficacité sera très réduite, de même que la puissance émise. En plus, la gamme de fréquence n'est pas dans une zone "sensible" du spectre: c'est au-dessus de la radio-diffusion AM, et c'est bien en dessous de la VHF, FM, TV, etc, et comme le signal est très propre, il n'y a plus grand chose passé la 3ème harmonique. En fait, seuls les utilisateurs d'OC pourraient être gênés, et encore, pas très loin: passé quelques dizaines de m, le signal sera indétectable.
    Evidemment, pour les radio-amateurs, ça pourrait se montrer gênant.
    Le remède contre ces "fuites" est simple: il suffit de mettre des écrans pour bloquer les champs électrostatique et magnétique. Heureusement, à cette fréquence, il est possible de combiner les deux: il suffit de faire un blindage par un bon conducteur, qui englobe l'ensemble du circuit. Il suffira de relier ce blindage à un point froid pour éliminer les effets électrostatiques, et le champ magnétique sera arreté par l'effet de peau sur le conducteur.
    Comment réaliser celà en pratique: surement pas en entourant l'ensemble avec un morceau de fer blanc relié au 0V Primaire, même si c'est la première chose qui vient à l'esprit.
    Il y a deux difficultés avec cette approche: il faudra éviter les contacts du blindage avec les composants du montage, et il faudra protéger ce blindage des contacts avec le reste du monde, puisqu'il sera galvaniquement relié au secteur.
    Une meilleure solution est de réaliser un boîtier en matériau de circuit imprimé de 0.2mm, faces cuivrées à l'extérieur, soudé aux angles par une série de petits morceaux de fils espacés de qques mm. Cela résout le problème de l'isolation intérieure, et pour l'extérieur, on peut raccorder le blindage au 0V primaire à travers un condensateur de sécurité de type "Y", qui dérivera la HF sans causer de souci d'isolation.
    Ces condensateurs de faible valeur (47pF--->4.7nF) sont spécialement prévus pour relier des parties accessibles à l'utilisateur avec le secteur et ne doivent surtout pas être remplacés par autre chose. Voir photo "Ycaps" pour quelques exemples de modèles courants.

    Voyons maintenant un problème moins apparent, mais potentiellement plus gênant.
    La partie secondaire, isolée, va être couplée capacitivement au primaire, essentiellement au niveau de la self, et ce couplage ne se faisant pas qu'entre points "froids", il va générer une tension parasite de mode commun entre primaire et secondaire; on peut voir la situation modélisée sur l'image "EMCmodel".
    La capacité "Cpar" symbolise la capacité répartie entre les enroulements; côté primaire, elle représentée comme connectée à une prise intermédiaire située au quart du bobinage. Cette prise est bien entendu virtuelle, et n'est là que pour faciliter la compréhension:
    La couche extérieure du primaire est raccordée au point froid; de cette manière, elle forme un écran entre la couche "chaude" qui est en-dessous et le secondaire. Mais cette couche froide ne l'est qu'à moitié: à son extrémité elle supporte la moitié du potentiel total appliqué à la self, soit 100V/2=50Vcàc. Si la capacité répartie l'est de façon homogène, elle va être référencée à un potentiel moyen entre points froid et chaud de cette couche, càd (0+50)/2=25Vcàc. On peut donc modéliser la source de tension de mode commun par une source de tension en série avec un condensateur de 9pF.
    La réalité se conforme assez bien à ce modèle, à deux petites exceptions près: d'une part le point froid de la self est plus froid que 0 du fait de l'inversion de phase réalisée par le circuit résonant, et d'autre part les 9pF de couplage comprennent une partie "morte" de 1pF qui correspond aux parties en regard l'une de l'autre et ne participant pas au couplage. La tension apparente corrigée est de (-3 + 47)/2=22Vcàc.
    L'enroulement secondaire n'est pas représenté sur le modèle, car en première approximation, il n'intervient pas: il a été réalisé en bifilaire, ce qui neutralise les couplages et agit comme un écran secondaire virtuel.
    Donc, en définitive, notre source pertubatrice de mode commun est un générateur de tension d'environ 7V rms en série avec une capacité de 9pF.
    Il y a des cas où cette tension ne sera pas gênante: dans un chargeur p.ex., le fait d'avoir cette tension sur l'élément à charger sera sans effet. De même, dans la situation opposée, si la sortie est branchée à un appareil massif, ayant une forte capacité vers la terre ou le secteur, les 9pF de couplage seront négligeables, et la totalité de la perturbation sera dérivée vers la terre.
    C'est plutot dans les cas intermédiaires, où plusieurs petits appareils sont interconnectés que cette tension risque de devenir détectable.
    Dans ces cas, la solution est à nouveau le condensateur "Y", que l'on va connecter entre le point froid du primaire et la masse du secondaire: voir image "YcapEMC". Ce condensateur va court-circuiter en HF les deux masses et former un diviseur capacitif avec Cpar. Avec 82pF p.ex., le rapport serait de 10X et réduirait la tension pertubatrice à 0.7V rms; avec 1nF, la réduction serait de plus de 100X.
    Personellement, je n'aime pas trop les condensateurs Y, et j'essaye de les réduire au minimum: ils causent des courants de masse, et leur accumulation, lorsque de nombreux appareils sont réunis finit par devenir sérieusement gênante.
    Dans le prochain post, nous verrons comment éliminer la tension de mode commun avec des valeurs de capacité presque négligeables.

    A suivre....

    PS désolé, il y a de nouveau des problèmes d'image, je poste toujours le texte et je réessayerai plus tard....

    Hourrah!!!!

    C'est passé!
    Images attachées
    Dernière modification par gienas ; 23/10/2007 à 16h11. Motif: Retour des PJ au post d'origine
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     


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  6. Tropique

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    Aspects RFI et EMC: suite

    Comme promis, nous allons voir comment éliminer les interférences de mode commun autrement que par la "force brute" de condensateurs "Y" massifs.

    On peut se demander pourquoi la même astuce qu'au secondaire n'a pas été mise en oeuvre: un bobinage bifilaire créant un écran virtuel.
    Il y aurait plusieurs difficultés:
    -La séparation en deux couches ne permet plus une compensation exacte par rapport à une seule couche.
    -La structure de l'oscillateur n'est pas adaptée à ce type de bobinage, et le deuxième enroulement n'aurait servi qu'à la compensation.
    -Doubler la quantité de cuivre au primaire augmenterait sérieusement les pertes, aussi bien cuivre par courants de Foucault, que diélectriques dans l'émail du fil.

    Il faut donc trouver une autre méthode de compensation.
    Heureusement, la présence d'un double secondaire va permettre une solution élégante: il suffit de créer un pont capacitif avec l'enroulement secondaire qui est en opposition de phase par rapport au primaire (L3 sur l'image compEMC), pour que la masse de sortie se retrouve, à l'équilibre, au même potentiel que le 0V primaire. Dans notre cas, la condition d'équilibre du pont est simple, puisque chaque secondaire a le même rapport de transformation que celui (virtuel) du primaire, il faut que Ccomp.=Cpar. Comme la partie active de Cpar est de 8pF, il suffit d'un condensateur de 8.2pF pour assurer la compensation.
    Avec cette méthode, il est possible d'éliminer totalement la fondamentale, et la plus grande partie des harmoniques générées au primaire. Il ne restera pratiquement que les harmoniques causées par les diodes de redressement au secondaire, qui ne sont pas très importantes.

    Il reste à résoudre quelques problèmes pratiques pour une implémentation correcte.
    Il faut que Ccomp soit de type "Y", puisqu'il ponte primaire et secondaire, or en-dessous de 47pF, ce type de condensateur est introuvable; et à l'heure actuelle, il est déjà difficile de se procurer moins de 470pF (il y a une trentaine d'années, toutes les TV avaient le chassis au secteur, et la prise d'antenne était raccordée via des "Y" de faible valeur; ces applications n'existent plus).
    La solution est de mettre en série le 8.2pF "normal" avec un "Y" de valeur quelconque. Si on a réalisé un blindage général comme décrit dans le message précédent, on peut ramener Ccomp à ce blindage.
    Il y a un autre problème pratique à prendre en compte: on ne va pas s'amuser à chaque fois à ajuster Ccomp. à la valeur idéale exacte: on va se décider pour une valeur, et on réutilisera la même par la suite. Inévitablement, il y aura de petites variations dans la fabrication des selfs, et les condensateurs eux-mêmes auront une certaine tolérance. Tout cela signifie que la compensation sera imparfaite; en pratique, on peut espérer une amélioration d'une vingtaine de dB. Comme généralement on souhaitera plus, il suffira de rajouter un condensateur "Y" connecté normalement (voir message précédent) pour amener la réjection à la valeur désirée, et éliminer les harmoniques résiduelles. Ici, avec 220pF, on arriverait à plus de 20dB supplémentaires.
    Si l'on souhaite se passer totalement de condensateur Y, en ayant malgré tout une tension de mode commun négligeable, il y a des alternatives, mais elles nécéssitent quelques recherches et essais.
    On peut, par-dessus la dernière couche du primaire, rajouter quelques spires de fil extrêmement fin (0.05 p.ex.) bobinées en sens inverse pour créer une sorte d'écran neutralisateur semi-transparent. Le départ sera connecté au point froid du primaire, et la fin restera non-connectée.
    Pour trouver le nombre de spires adéquat, il faudra procéder par essais successifs: commencer par 25sp p.ex., et puis en retirer à chaque fois un peu jusqu'à arriver à la compensation parfaite. Cela risque d'être fastidieux, mais une fois que la valeur aura été trouvée, elle pourra être réutilisée par la suite.
    Vu sa petite taille, cet enroulement n'aura qu'un impact minime sur le rendement.

    Pour que ce circuit fonctionne de façon harmonieuse par rapport à un environnement RF, on peut encore faire un certain nombre de chose:
    Chaque diode du pont primaire peut être mise en // avec un petit condo céramique (1nF p.ex.); cela permettra d'éliminer le bruit RF généré à chaque passage à 0 du courant, et évitera que les diodes ne fonctionnent en modulatrices des signaux RF ambiants.
    D'autre part, il est possible de réaliser tout ce qui a été mentionné plus haut en modifiant le point froid du primaire: au lieu de prendre le point froid de l'oscillateur, on peut le prendre au secteur, en y connectant deux condensateurs (des Y de 4.7nF p.ex.) dont le point de jonction sera le nouveau point froid; il faudra aussi ramener le 0V primaire à ce point par un condensateur de 1nF (voir document pdf).
    Cette façon de faire assure une une continuité RF du montage et permet un fonctionnement neutre dans un contexte d'émetteurs et récepteurs proches et nombreux.

    La photo montre la façon de monter un condensateur Y (bleu pâle), par-dessus la barrière d'isolation.

    On n'a pas parlé des tensions parasites de mode différentiel sur la sortie. C'est un problème mineur, et facile à résoudre s'il se pose. Ces tensions se résument au ripple HF résiduel, qui vaut quelques dizaines de mV. Cela peut être réduit en augmentant le 100nF de sortie, ou mieux, en insérant une cellule LC, avec une perle ferrite ou une self d'une dizaine de µH et un condensateur céramique de 2.2µF.
    Enfin, on peut éventuellement compléter, comme c'est aujourd'hui la mode, en insérant des selfs de mode commun dans les différents accès et des tores de ferrite sur les différents câbles.


    Il faut préciser que tout ce qui précède est du fignolage, qui permettrait d'avoir une alim pratiquement aussi "silencieuse" qu'une alim linéaire, mais dans 90% des cas, le circuit de base, nu, suffira amplement. Si par exemple on veut s'en servir pour alimenter un PIC, celui-ci ne sera absolument pas perturbé, et générera lui-même plus d'interférences que l'alim, donc pas la peine de s'exciter...

    A suivre....
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    Dernière modification par gienas ; 25/10/2007 à 11h15.
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  7. Tropique

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    juin 2005
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    Adaptations, améliorations et réflexions diverses

    Nous arrivons tout doucement à la fin du sujet. Voici encore quelques informations et idées diverses.

    Comme il a déjà été précisé, ce circuit, s'il est réalisé correctement, est très sûr et fiable: il peut supporter indéfiniment des surcharges ou court-circuits en sortie, peut encaisser des surtensions sévères, chauffe peu, stresse peu ses composants, et même si quelque chose va de travers, il s'arrête simplement de fonctionner, sans plus.
    Il reste une petite chose qui pourrait stresser ceux qui ont un tempérament inquiet (si si, il y en a sur ce forum): dans l'hypothèse où Q1 claque "ouvert", ou si R1 ou R2 se coupe (ce qui est assez improbable), la tension aux bornes de C6 va monter, et ne sera limitée que par la tension d'avalanche de D1 à D4, soit environ 120V. Le résultat se soldera certainement par la destruction de C6, probablement par explosion. Cela peut en terrifier certains, mais il faut quand même relativiser: c'est un condo de petite taille, et tous les modèles actuels ont un évent, une soupape ou des lignes de rupture qui permettent d'évacuer la surpression en douceur.
    Si malgré tout on veut parer à cette éventualité, il faut soit surdimensionner C6, en prenant un type de 160V, soit mettre en parallèle une zener de 62V.

    Examinons un peu les aspects puissance/rendement.
    Il est vrai, comme certains l'on fait remarquer que ce circuit est une "patate", avec un rendement franchement minable, et on serait tenté de le sophistiquer un peu pour l'améliorer.
    Pourquoi pas, mais il faut réfléchir à ce que l'on va gagner objectivement. Cette alim est conçue pour une gamme de puissances allant de quelques dizaines à quelques centaines de mW. Si on ajoute des composants pour arriver à gagner 100mW p.ex., le gain sera de 2.4Wh par jour; il faudra nettement plus d'un an, si le circuit est branché en permanence, pour atteindre le KWh. A 10 cents de prix moyen du KWh, il risque de falloir longtemps avant d'amortir la moindre complication.

    Encore un mot sur la puissance, il ne faut pas avoir peur de surdimensionner, c'est de toutes façons gratuit ou presque. Par exemple, dans le prototype réalisé, on avait calculé que le courant théoriquement disponible atteindrait 18mA. En fait, la valeur finale obtenue est nettement inférieure. Ce n'est pas vraiment une surprise, puisqu'une certaine marge d'erreur était prévue, mais il est intéréssant de voir pourquoi on en arrive là. J'ai donc analysé les causes de la réduction dans ce cas précis. La première raison est que le rapport de transformation diffère de l'estimation, la valeur de la zener réfléchie au primaire donne moins de 50V, d'où perte de puissance. J'avais réalisé un "brouillon" du prototype, avec des composants soudés en l'air et une self bobinée à la va-vite sur le premier bout de plastique venu, que j'avais optimisé jusqu'à arriver exactement à 50% de rendement, et je m'étais basé sur ces paramètres pour faire le prototype "au propre". Naturellement, avec un diamètre un peu différent et des nombres de tours approximatifs, le brouillon de self était un mauvais modèle. Une morale est à retenir, si on fait un brouillon, il faut se baser exactement dessus pour pour la version finale.
    Pour un peu compenser le rapport de transformation trop bas, il aurait été souhaitable que C4 fasse un peu plus que sa valeur nominale, pour revenir vers les 50V. Bien entendu, Murphy guettait au tournant, et c'est le contraire qui s'est produit: mesuré, C4 était presque à 90nF.
    Donc non seulement on perd 10% du courant, mais on aggrave l'autre faiblesse. Résultat, la tension primaire d'alim ne fait que 38.5V au lieu de 50. Près de 10% de perte de courant, plus de 20% de perte de tension, cela fait une perte de puissance totale de 30%.
    Ce qui n'est pas un problème pour l'application envisagée: la fausse pile de 9V délivre un courant largement supérieur aux 10mA visés, ce qui montre bien l'intérêt de surdimensionner.
    Si je voulais refaire un exemplaire, je tirerais les enseignements de cela, et je mettrais par exemple 55 spires ou même un peu plus au primaire.

    Pour les adeptes du "tuning", "tweaking", "modding", et autres améliorations, cette alim est une base très fertile: malgré sa simplicité, il est possible de faire des variantes presqu'à l'infini sur les valeurs de départ.
    Mais avant de se lancer dans ce genre de manip, il faut s'assurer de bonnes conditions de sécurité: il est hors de question de travailler dessus lorsqu'elle est connectée au secteur.
    La seule mesure que l'on peut faire au primaire est de brancher un voltmètre sur les 50V.
    Si on veut aller plus loin, il faudra un transfo d'isolation. Je sais que tout le monde n'a pas ça sous la main, mais il y a un moyen simple de s'en tirer: il suffit de deux transfos identiques d'une trentaine de VA, dont on relie les secondaires. On aura une excellente double isolation, avec une petite perte, négligeable vu la faible puissance. On peut éventuellement aussi alimenter l'oscillateur directement avec du 50V DC, mais cela risque de poser des problèmes, et n'est pas représentatif du fonctionnement réel.
    Pour les mesures, le 0V primaire servira de masse de référence. Il va de soi que toutes les mesures doivent être faites avec une sonde faible capacité, et même ainsi, les mesures sur le collecteur de Q1 ne seront pas très exactes: non seulement la capacité parasite va changer la fréquence, mais les pertes causées par la sonde (la capacité est loin d'être parfaite) vont influencer l'oscillateur. La tension sur C2 est plus ou moins l'image atténuée de celle sur C1 et ne cause aucun problème de mesure. Attention enfin au fait que la combinaison 4MHz/100V risque d'être excessive pour certaines entrées de mesure ou sondes.

    A bientot pour la suite....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  8. Tropique

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    Adaptations, améliorations et réflexions diverses, suite

    Que peut-on modifier/améliorer?

    Tout, ou presque!
    Les valeurs relatives et absolues des composants, la forme et les nombres de spires de la self, le type de transistor ou de diodes, etc, on n'a que l'embarras du choix. Le but de ces optimisations pourra être le rendement et la puissance de sortie, mais il peut y avoir d'autres motifs: si on veut un oscillateur totalement propre et silencieux, on s'arrangera pour qu'il soit parfaitement sinusoidal p.ex.

    Voici quelques pistes pour le rendement:
    Avant d'essayer de l'améliorer, il est bon de connaitre comment les pertes se répartissent.
    La self est de loin l'élément le plus gaspilleur avec un gros 50%.
    Le transistor en prend environ 25%.
    Les diodes (secondaires): 12%
    Ce qui reste se répartit entre les autres éléments passifs, et les pertes par couplage externe (diélectriques, Foucault, rayonnement).
    Ces valeurs sont purement indicatives et vont varier quelque peu d'une réalisation à l'autre.
    Il est cependant clair que les efforts doivent avant tout porter sur la self: c'est là qu'il y a le plus de latitude pour les améliorations.
    Une première possibilité est de lui mettre un noyau; c'est une option que j'ai totalement ignorée jusqu'à présent, pour garder au projet une accessibilité totale, mais le simple fait de glisser un cylindre de ferrite dans la self fait gagner d'un seul coup 15 points de rendement, et plus si on adapte d'autres valeurs. Tout noyau magnétique, qu'il soit en ferrite HF ou BF, ou en poudre de fer fera gagner quelque chose (pas un boulon quand même!), mais il est clair qu'il vaut mieux quelque chose d'adapté à la fréquence.
    Attention, si la self est bobinée sur un cylindre de ferrite, il faudra soigneusement l'isoler: autrement, le noyau risquerait de faire un pont conducteur et dangereux entre primaire et secondaire. Et il ne faut pas se fier aux mesures à l'ohmmètre: avec une tension alternative élevée, la ferrite apparemment isolante pourra se transformer en conducteur.

    Avec ou sans noyau, d'autres pistes sont possibles:
    -Si on a la place, augmenter les dimensions: cela réduira les pertes.
    -Optimiser le rapport des dimensions: le facteur de de forme "carré" adopté ici facilite le bobinage, mais n'est pas optimal pour le Q. Le rapport D/l optimum varie selon les auteurs et les critères choisis, mais il est supérieur à 2. A ce point de vue, une bobine courte et plate est donc préférable, mais il sera alors plus important de superposer primaire et secondaire avec précision, pour éviter de perdre sur le facteur de couplage.
    -Choisir des diamètres de fil optimaux: pour le primaire, il y a un compromis entre la résistance série, qui exige un gros diamètre, et les pertes par courants de Foucault ainsi que l'encombrement qui réduit le couplage qui demandent un faible diamètre; il faut faire des essais. Le secondaire étant non-résonant, sa résistance série a moins d'importance, donc pour réduire les pertes Foucault, prendre un fil aussi fin que possible pratiquement.
    On peut utiliser du fil de Litz pour le primaire, à condition de pouvoir en trouver.

    Le transistor a une certaine influence sur le rendement: si on prend un modèle comme le 2N2222 qui est meilleur en HF, on va avoir un certain gain; le problème est d'avoir une tension Vce suffisante. De toutes façons, les améliorations que l'ont peut obtenir par cette voie sont limitées: même avec un transistor parfait, il y aura toujours un plancher théorique aux pertes à cause du fonctionnement en classe C.

    Les diodes peuvent être remplacées par de petites schottky, style BATXX. Les pertes en conduction et commutation seront réduites.

    Les secondaires peuvent être rendus légèrement asymétriques, d'une ou deux spires: comme l'oscillateur est asymétrique, on a intérêt à "pomper" un peu plus sur l'alternance de conduction.

    Pour réduire les pertes dues au courant de résonance dans la self, on peut altérer le rapport L/C. C1 a déjà une valeur assez faible, et il sera difficile d'aller beaucoup plus loin, donc la solution est d'augmenter le nombre de spires de la self.

    On peut aussi modifier le régime de l'oscillateur: ici, on est presque en sinus, avec juste le bas des alternances un peu écrasé. Si on veut privilégier le rendement par rapport à la pureté spectrale, on peut se rapprocher d' un fonctionnement en classe D: on adopte les mesures du paragraphe précédent, et en plus on réduit le rapport C2/C1; on adapte éventuellement R1 et R2, si nécéssaire, de même que le rapport de transformation.
    Il y a quand même des limites à cette approche: il faudra garder un certain niveau de résonance, sinon l'oscillateur s'arrêtera. Il n'est pas possible de dégénérer un oscillateur Colpitts jusqu'à lui faire sortir du carré. Avec un Hartley, ce serait possible: totalement dégénéré, sans aucun condensateur, il devient un oscillateur bloqué.
    On pourrait se demander pourquoi un Hartley n'a pas été choisi: il aurait en plus permis d'économiser un condensateur et une résistance, et d'améliorer légèrement le rendement. la raison, c'est la nécéssité d'une prise intermédiaire ou d'un enroulement de réaction au primaire, qui aurait compliqué la réalisation de la self.

    Enfin, il y a toutes les interactions entre composants, sur lesquelles on peut jouer à l'infini. Il ne s'agira pas d'optimisations simples, unidimensionelles: si par exemple on fait varier la valeur de R2, on verra que le meilleur rendement est obtenu pour sa valeur actuelle; par contre si on change simultanément R2 et le rapport C2/C1, on pourra (je n'en sais rien, c'est juste un exemple) gagner en rendement. Si on combine valeurs absolues, relatives, plus les paramètres de la self, on voit qu'il y a un volume impressionnant de combinaisons à tester...

    A suivre.....
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  9. Tropique

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    Evolutions, variantes et adaptations diverses

    D’abord un petit mot sur l’ajout d’un témoin de présence secteur. La solution la plus évidente, consistant à mettre en sortie une LED avec sa résistance de limitation, est aussi la plus mauvaise : dans un circuit faible puissance comme celui-ci, la LED risque de consommer plus que tout le reste. La bonne façon de faire est de l’insérer en série dans le courant secondaire, entre C5 et la zener. De cette manière, on aura un bon courant, presque gratuit ; il faudra juste ajouter les ~2V de la LED à la tension de la zener dans le calcul du rapport de transformation.
    Une autre possibilité, que je déconseille, est de mettre la LED au primaire, en série avec l’alimentation de l’oscillateur. L’impact pratique sur les calculs sera négligeable, par contre il y deux inconvénients : le courant sera plus faible, et comme la LED sera reliée au secteur, on ne pourra pas la monter directement de façon apparente à l’extérieur du boitier : il faudra une fenêtre ou quelque chose de similaire.

    Variantes diverses
    On n'est pas obligé de s'en tenir exactement à l'architecture proposée: tant qu'on respecte les mesures de sécurité, on peut faire ce qu'on veut. Par exemple, mettre plusieurs secondaires isolés. Pour une alim de labo, cela permettrait d'alimenter simultanément 4 modules millivoltmètre, flottants les uns par rapport aux autres, servant à afficher tensions et courants sur les voies (+) et (-).
    Seul le 1er secondaire serait bifilaire et aurait la zener, les autres seraient simples, avec un pont redresseur pour limiter le nombre de fils sortant de la self.
    En fait, on peut toujours faire le secondaire unifilaire; cela n'a pas d'importance si on est pas gêné par le surcroît de mode commun, ou si on met un condensateur Y suffisant, ou si la tension secondaire est très faible (3.3V p.ex.).
    Dans le cas du secondaire bifilaire, on peut facilement générer une tension négative en rajoutant une paire de diodes.
    Une autre possibilité, toujours dans le cas de figure d'une alim de labo, est de s'alimenter à partir d'une des tensions continues internes plutot que du secteur. On élimine de cette façon les problèmes liés à la sécurité.
    Dans ce cas, il ne faudra pas mettre de zener au secondaire, et adapter le rapport de transformation ainsi que les valeurs de l'oscillateur à la tension primaire. Si la tension de départ est supérieure à 50V, on peut cependant conserver la zener, et mettre une résistance de limitation qui jouera le même rôle que le condensateur en AC.
    Il y aura peut-être des cas où la puissance requise sera vraiment microscopique, des mW p.ex. Dans ce cas, il ne sera pas nécéssaire de monter à 50V d'alimentation. Une valeur plus faible réduira les niveaux d'interférence émis. Le pont d'entrée pourra être remplacé par un doubleur n'utilisant que deux diodes, et on pourra se contenter d'un secondaire avec une seule diode en sortie. La réjection des perturbations de mode commun primaire et secondaire se fera en faisant le bobinage secondaire à partir du point froid du primaire, en tournant dans le même sens que ses enroulements: la différence de tension spire à spire restera nulle sur toute la longueur de l'enroulement, ce qui annulera l'effet des couplages capacitifs.
    Voilà, je cloture provisoirement la discussion ici. N’hésitez pas à donner votre feedback, si vous avez fait des implémentations particulières ou intéréssantes, réussi une optimisation exceptionnelle, ou si vous avez dessiné un PCB : faites en profiter tout le monde.

    Fin provisoire
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  10. polo974

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    Intéressant, tout ça!
    Quelques idées en passant (quand je passerais à l'acte...)

    Afin de réduire la conso à charge réduite, il est peut-être envisageable d'ajouter un photo-coupleur, diode en série avec la zener (réduite de 1.5V environ), photo-transistor entre émetteur et base de Q1...

    Pour le transfo, essayer en le réalisant en 2 moitiés (un demi primaire, un secondaire), côte à côte (afin de former un circuit magnétique plus fermé faute de le faire torique).
     

  11. Tropique

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    Citation Envoyé par polo974 Voir le message
    Intéressant, tout ça!
    Quelques idées en passant (quand je passerais à l'acte...)

    Afin de réduire la conso à charge réduite, il est peut-être envisageable d'ajouter un photo-coupleur, diode en série avec la zener (réduite de 1.5V environ), photo-transistor entre émetteur et base de Q1...
    Attention que nous ne sommes dans l'univers bizarre de Norton, où tout est inversé. Le fait de réduire la consommation moyenne de l'oscillateur va.....

    ....augmenter la puissance de sortie...

    Il faut se souvenir que le courant d'alimentation est pratiquement constant, donc moins de conduction moyenne signifie plus de tension et plus de puissance (que l'oscillateur ne va pas nécéssairement utiliser très bien, car il n'est pas conçu pour ça).
    Si on veut véritablement réduire la puissance d'entrée, il faut au contraire augmenter la conduction. J'ai déjà réalisé des convertisseurs "retournés", où le signal PWM diminue la conduction pour augmenter la sortie, mais c'est très différent d'un simple oscillateur, et ça pose des problèmes "intéréssants" de stabilisation de la boucle d'asservissement.
    Il est aussi possible de faire des systèmes à controle de phase "retournés", dans lesquels l'alimentation est court-circuitée en début d'alternance et relachée à un angle commandé par le régulateur. Ce genre de système est rentable à partir de 1µF et plus; en-dessous c'est vraiment inutilement compliqué


    Pour le transfo, essayer en le réalisant en 2 moitiés (un demi primaire, un secondaire), côte à côte (afin de former un circuit magnétique plus fermé faute de le faire torique).
    La position qui donne le meilleur couplage pour des bobines cylindriques est celle qui est adoptée: superposées.
    J'ai aussi expérimenté avec celle que tu proposes, son gros avantage est de réduire le couplage capacitif à presque 0. Le moins bon couplage magnétique peut être compensé en faisant un accord paralléle, série ou mixte du secondaire, mais ça ajoute un paramètre à maitriser. Ce serait intéréssant si primaire est secondaire étaient séparés par une paroi, d'un boitier p.ex..
    Un bobinage torique donnerait un meilleur couplage magnétique, mais le Q d'un bobinage torique à air est assez exécrable, et comme c'est la source principale de pertes....
    A+
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  12. chatelot16

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    moi je trouve que pour les toutes petite puissance le transfo 50Hz est le meilleur

    il a été dit au debut de ce post : les petit transfo ont un mauvais rendement : c'est vrais pour les modele du commerce car il sont calculer pour faire le plus de VA pour le volume minimun : mais il suffit de calculer un transfo avec un peut plus de tour par volt pour avoir un transfo a peine plus gros mais avec une meilleur rendement

    celui qui ne veut pas se lancer dans le bobinage peut se contenter de mettre 2 transfo en serie : par example 2 transfo 220 V en serie ne veront que 110V leur puissance utile sera divisé par 4 mais la puissance perdue a vide va devenir presque nulle et le rendement exellent : attention les secondaire des 2 transfo doivent etre en serie ou en paralele mais pas utilisé pour alimenter 2 circuit indepandant

    je bobine regulierement des petit transfo a haut rendement , plus petit qu'un bon condensateur 220V pour passer le meme courant : et c'est bien pratique : le transfo est le seul composant a voir le 220V

    pour la recuperation il y a des voyant lumineux industriel 380V a lampe
    6V qui contiennent un tout petit transfo 380V 6V : alimenté en 220V cela fait aussi un transfo a haut rendement et tres faible puissance
     

  13. chatelot16

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    si il y en a qui sont interressé par des transfo 50Hz a haut rendement , donc tres faible echauffement et tres faible perte a vide , demandez par mp
     

  14. Tropique

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    Si on a accès à ce genre de transfo, pourquoi pas, mais ça ne permettrait pas p.ex. de faire une fausse pile de 9v: la version commerciale est déjà trop grosse en 0,3VA (et elle consomme 0,8W à vide):
    http://shop.eichhoff.de/images/51322...69e349d3aa4415
    A+
    Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
     

  15. chatelot16

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    Re : [Terminé] Micro-alimentations secteur isolées

    dans la dimension d'une pile 9 v il y a de quoi faire un bon 0.1 VA ce qui fait 11mA 9V

    et il y a moyen de faire bien plus de puissance mais avec un rendement plus ordinaire
     


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