Alim à découpage, ondulation et réponse transitoire: Cout faible et low ESR?

[invitef9ccb542]

Quel est le deltaV ?...

i.dT/C = 0.5 A * 0.55 µs / 10 µF = 27 mV

Tu as raison je suis un âne il faut quand même avoir les charges dispo donc de la capa.
Il faut aussi ajouter Imax*ESR.

A cette fréquence ton LDO a encore un peu de réjection (dans les 20 dB d'après la datasheet si bypassé correctement), c'est assez exceptionnel pour un LDO d'ailleurs. Par contre le PSRR de tes ampli op est à vérifier. Pour ce qui est des harmoniques, c'est une autre question.

Oui j'avais repéré que le 800KHz serait très peu bloqué par le LT1761 et j'avais déjà prévu de mettre un filtre L/C (genre 10µH/10µF) avant le régul linéaire. J'ai aussi prévu une ferrite car les pics de recouvrement sont assez violents.
Pour le PSRR des ampli OP à 800KHz j'ai encore 60dB en positif et 20dB en négatif. Pour mon -18V le filtrage est encore plus indispensable.

Pour ce qui est de la réponse à un appel de courant qui est ta question d'origine :

- Il te faudra une compensation aux petits oignons, comme dit par Tropique. La réponse de ton régulateur à découpage dépend de ça.

- À quelle fréquence travaillent tes AOP ? Un AOP ne peut pas générer d'appel de courant plus rapide que la fréquence à laquelle il travaille (sauf si éventuellement il sature, ou tu as des circuits genre redresseur sans seuil etc)

Ce sont les saturations qui peuvent causer ces appels de courant, et pas le fonctionnement normal de l'ampli OP. Le fait de solliciter avec un créneau de courant, permet aussi de vérifier la stabilité de l'asservissement "large bande".

En tous cas merci sur ta remarque pour la capa, à force de pinailler sur des détails on oublie l’essentiel... C'est un peu pour ça que je m'adresse au forum.
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[bobflux]

> Il faut aussi ajouter Imax*ESR.

Oui.

Dommage que tu sois en 18V, en 15V tu aurais pu utiliser d'excellents condensateurs genre OSCON, ou ça :

http://search.digikey.com/scripts/Dk...me=493-3018-ND

Le prix est très beau, et regarde l'ESR. Là sur la table j'ai un driver de LED (buck synchrone) qui sort du 1.2A sous 10.5V environ (3 LED en série). La fréquence de travail est entre 50 et 250 kHz (c'est un buck hystérétique, la fréquence varie en fonction des tensions). Bref, en sortie j'ai cette capa, avec en // un 3.3u céramique et un 100n céramique. Il y a 10 mV d'ondulation... et elle ne chauffe pas du tout, ESR minuscule oblige.

> j'avais déjà prévu de mettre un filtre L/C (genre 10µH/10µF)
> avant le régul linéaire

Ouais, mais un LC mal amorti cause une résonnance, et un LC bien amorti ajoute de l'ESR, ce que tu veux justement éviter. De plus un LC va pourrir ta réponse aux transitoires.

Personnellement je te conseille ceci :

- Augmente la capa en sortie du boost (pas énormément)

Attention une capa plus grosse va réduire le ripple et améliorer la réponse à un appel de courant, mais elle va ralentir la réponse du régulateur, donc il faut bien étudier la compensation.

D'autre part toute capa a une ESL (inductance série) et il y a aussi l'inductance de ton layout (point à étudier avec une grande attention). Comme c'est un boost, le courant de sortie est discontinu, donc la tension sur la capa de sortie ressemble à :

du continu
+ un signal carré (dI * ESR)
+ un genre de dents de scie (dV = I dT / C)
+ des petits spike des familles dûs aux parasites du circuit, par exemple l'ESL de tous les machins, du layout, les couplages inductifs, etc

Le dernier point ne se simule pas (ou mal), mais se voit très bien à l'oscillo (analogique 100 MHz par exemple) à condition de travailler proprement à la sonde "signaux rapides" : résistance 50 ohms + coax 50 ohms branché sur le scope et soudé sur le circuit à étudier avec la distance minimum entre signal et masse. Par exemple tu le soudes juste après la capa de sortie du boost, d'ailleurs profites-en tout de suite pour rajouter 2 pads sur ton circuit à cet endroit précis et ailleurs si ça te branche. On peut aussi utiliser des connecteurs 2 pins style HE10 implantés sur le proto et une sonde "maison" qui se branche dessus (HE10 femelle, 50 ohms, coax).

Bref, ces petits spike vont pourrir la vie de ton circuit analogique vu qu'à ces fréquences, il n'y a plus aucun PSRR qui tienne.

Donc :

- soigne bien ton layout (mets le boost dans un coin et à côté mets des trucs qui craignent pas le bruit , les AOP de l'autre côté)

- regarde où passent tes lignes d'alim

- en sortie du boost tu mets un CLC sauf que la L est une perle ferrite (genre BLMPxxxx) qui ne te donnera pas de problème de résonnance

- ajoute une perle ferrite (genre CMS 0805 à 4 cents) avant la capa d'entrée de chaque LDO pour bien bloquer les spike.

- soigne soigneusement ton layout (je l'aurais assez dit )

- n'économise pas le plan de masse

ce genre truc coûte que dalle mais c'est vraiment efficace.

Bref là je ne réponds pas du tout à la question, mais une ferrite à 4 centimes peut faire la différence entre un circuit qui marche et une usine à parasites.

D'ailleurs si tu as un layout et un schéma, tu peux poster aussi...

[invitee05a3fcc]

en t'inspirant du circuit imprimé de la datasheet)

Il n'y a qu'à copier !

[invitef9ccb542]

Dommage que tu sois en 18V, en 15V tu aurais pu utiliser d'excellents condensateurs genre OSCON, ou ça :

http://search.digikey.com/scripts/Dk...me=493-3018-ND

Merci, excellente référence de composant. Je l'utiliserais sur d'autres circuits.
J'ai déjà utilisé des OSCON:
http://fr.farnell.com/sanyo/10sh220m...89?Ntt=9189289
http://fr.farnell.com/sanyo/20sh100m...16?Ntt=9189416
donc un 220µF/10V/27mOhms et un 100µF/20V/30mOhms.
J'ai vérifier les ESR et leur données sont vraies.
Avec une tension de 25V l'ESR monte à 70mOhms dans cette serie
En cherchant un peu on trouve du 25V/50mOhms.

Ouais, mais un LC mal amorti cause une résonnance, et un LC bien amorti ajoute de l'ESR, ce que tu veux justement éviter.

Là je ne suis pas tout à fait d'accord la résistance d’amortissement sera dans une self de jonction et n'augmentera pas l'ondulation. C'est juste une perte de puissance.

De plus un LC va pourrir ta réponse aux transitoires.

C'est sûr il faut bien choisir la coupure. Pas trop bas pour éviter les oscillateurs dans ma bande d'intérêt (en dessous de 100KHz). Pas trop haut pour faire déjà du mal au 800KHz, genre 20dB.

- Augmente la capa en sortie du boost (pas énormément)

J'avais bien noté que j'étais quand même trop faible (aussi bien sur le plan de la capa que sur celui de la réflexion).

Attention une capa plus grosse va réduire le ripple et améliorer la réponse à un appel de courant, mais elle va ralentir la réponse du régulateur, donc il faut bien étudier la compensation.

J'ai fait des essais de compensation avec la boucle d'avance de phase et les gros condensateurs (470µF) se stabilisent; toutefois, ce n'est pas la peine de ralentir inutilement le système.

+ des petits spike des familles dûs aux parasites du circuit, par exemple l'ESL de tous les machins, du layout, les couplages inductifs, etc

Le dernier point ne se simule pas (ou mal), mais se voit très bien à l'oscillo (analogique 100 MHz par exemple) à condition de travailler proprement à la sonde "signaux rapides" : résistance 50 ohms + coax 50 ohms branché sur le scope et soudé sur le circuit à étudier avec la distance minimum entre signal et masse. Par exemple tu le soudes juste après la capa de sortie du boost, d'ailleurs profites-en tout de suite pour rajouter 2 pads sur ton circuit à cet endroit précis et ailleurs si ça te branche. On peut aussi utiliser des connecteurs 2 pins style HE10 implantés sur le proto et une sonde "maison" qui se branche dessus (HE10 femelle, 50 ohms, coax)

J'ai déjà fais des mesures identique sur d'autre DC/DC avec mon scope 1Gs et des sondes 500MHz.
Les spikes ont une pattate d'enfer, genre 3v ou plus. Donc ferrites OBLIGATOIRES. C'est sûr que n'importe quel circuit analogique laisse tout passer, et après tu te retrouves avec des amplis OP qui chauffent quand tu les branches sur une charge capacitive (et au début ça surprend...)

- soigne bien ton layout (mets le boost dans un coin et à côté mets des trucs qui craignent pas le bruit , les AOP de l'autre côté)

- regarde où passent tes lignes d'alim

- en sortie du boost tu mets un CLC sauf que la L est une perle ferrite (genre BLMPxxxx) qui ne te donnera pas de problème de résonnance

- ajoute une perle ferrite (genre CMS 0805 à 4 cents) avant la capa d'entrée de chaque LDO pour bien bloquer les spike.

- soigne soigneusement ton layout (je l'aurais assez dit )

- n'économise pas le plan de masse

ce genre truc coûte que dalle mais c'est vraiment efficace.

Bref là je ne réponds pas du tout à la question, mais une ferrite à 4 centimes peut faire la différence entre un circuit qui marche et une usine à parasites.

D'ailleurs si tu as un layout et un schéma, tu peux poster aussi...

Pour le layout tu as raison d'insister pour ceux qui lirait ce fil. Et pour avoir eu à redessiner plusieurs fois des layouts de DC/DC je suis bien averti du danger.
Attention toutefois avec les plans de masse. Certes il faut une bonne masse; mais il est aussi important de différencier les masses transportant de la puissance, et donc présentant une chute de tension, des masses servant de point de référence comme celle de la résistance du bas de feedback. Un mélange entre ces deux masses zigouilles les efforts d'optimisation de la compensation.
Comme dit DAUDET78: "il n'y a qu'à copier"; il a tout à fait raison, les exemples de layout donné par Linear sur ces circuits sont tiptop, et il faut bien réfléchir avant de s'en écarter.

Sur ce, je m'en vais travailler la compensation, grâce à l'aide de Tropique, et vous tiens au courant.
Encore merci à tout le monde, pour la qualité des échanges. C'est tout de même plus agréable de partager ces questions quitte à avoir l'air un peu nul, plutôt que de passer tout son temps à décoder tout seul datasheet et notes d'applications.

[inviteeb160de1]

Là je ne suis pas tout à fait d'accord la résistance d’amortissement sera dans une self de jonction et n'augmentera pas l'ondulation. C'est juste une perte de puissance.

Faudrait savoir, au debut tu ne voulais pas passer à 19V et là tu acceptes une perte de puissance ?

Pour le layout tu as raison d'insister pour ceux qui lirait ce fil. Et pour avoir eu à redessiner plusieurs fois des layouts de DC/DC je suis bien averti du danger.
Attention toutefois avec les plans de masse. Certes il faut une bonne masse; mais il est aussi important de différencier les masses transportant de la puissance, et donc présentant une chute de tension, des masses servant de point de référence comme celle de la résistance du bas de feedback. Un mélange entre ces deux masses zigouilles les efforts d'optimisation de la compensation.
Comme dit DAUDET78: "il n'y a qu'à copier"; il a tout à fait raison, les exemples de layout donné par Linear sur ces circuits sont tiptop, et il faut bien réfléchir avant de s'en écarter.

Tout à fait. Il faut bien assurer que la boucle de circulation de courant (capa entrée - self - capa sortie) soit la plus courte possible avec un plan aussi homogene que possible. Ce plan se relie en un point GND du circuit de pilotage, même point à partir duquel part la piste de masse plus fine qui concerne la compensation et le feedback.

Aurélien

[invitef9ccb542]

Faudrait savoir, au debut tu ne voulais pas passer à 19V et là tu acceptes une perte de puissance ?
Aurélien

Disons que sur la liaison DC/DC vers 1 régulateur linéaire une résistance de 1 ohm me fait chuter la tension de 35mV (j'ai 14 lt1761 qui sucent 35mA chacun). Donc c'est tolérable je peux même monter à 3 ohm, soit 100mV. Ce sont des résistances que l'on retrouve sur les petites inductances genre LQH32: par exemple :
http://fr.farnell.com/murata/lqh32mn...2042?Ntt=lqh32
Avec un condo entre 1µ et 10µ.

C'est une question de compromis...
C'est sur que si j'ajoute 20ohms je deviens un peu plus un gros blaireau...

[invitef9ccb542]

Pour G1, je ne suis pas sûr, j'ai essayé de déduire la valeur d'après les données de la datasheet, mais ce n'est pas très clair: la valeur du shunt interne n'est pas donnée explicitement, et le rapport du sense dans le modulateur n'est pas évident non plus.

Je comprends à peu près ton circuit équivalent à l'exception de la partie E1 vers G1.
Il s'agit d'un ampli à trans-conductance de gain 10 Siemens, retardé de 2µs.
Je ne vois pas trop à quoi il correspond?
Je suppose que cela remplace la partie puissance mais je ne comprend pas comment tu as calculé le gain et le retard?

Dans la datasheet page 3 on a le "VC current Mode Gain (DeltaVvc/DeltaVsense)" qui est de 10V/V.
On a aussi le Vfbx Line regulation à 0.04%/V.

Comment utilise-t-on correctement ces valeurs?

[Tropique]

Je comprends à peu près ton circuit équivalent à l'exception de la partie E1 vers G1.
Il s'agit d'un ampli à trans-conductance de gain 10 Siemens, retardé de 2µs.
Je ne vois pas trop à quoi il correspond?
Je suppose que cela remplace la partie puissance mais je ne comprend pas comment tu as calculé le gain et le retard?

En fait il s'agit d'estimer de combien le découpeur en mode courant varie sa sortie pour 1V de variation à son entrée.

Le raisonnement que j'ai tenu est le suivant: le détecteur de surintensité a son seuil a 48mV, et le courant max de l'IC est de ~5A => valeur du shunt =~10milliohms.
Cette valeur est multipliée par le gain de 10 vers Vc => équivalent à 0.1ohm, transconductance de 10A/V.

Je n'ai pas tenu compte d'une éventuelle correction en fonction du régime: je suppose que le régime est tout à fait continu avec une ondulation négligeable, et donc Imoyen=Ipk.
Dans les faits, Imoyen sera toujours plus petit que Ipk, avec Imoyen=Ipk/2 en régime critique.
Il y a une incertitude, mais je n'ai pas approfondi, puisque dans le pire des cas, ça ne fera qu'une erreur de 1 à 2, soit 6dB, ce qui n'est pas colossal pour des calculs de stabilité (le mode discontinu n'est pas à prendre en considération, du moins en linéaire).
Mais rien ne t'empêche de raffiner en faisant des mesures sur le circuit simulé, idem pour le shunt.
C'est un peu dommage de devoir jouer aux devinettes comme ça, mais, bon...

Les 2µs, c'est pour tenir compte du fait que c'est un système échantilloné, et dans le cas d'un boost, retardé d'une période plus une certaine quantité... j'ai mis ça un peu au pif, mais on doit pouvoir trouver des valeurs plus exactes, soit dans les AN de Linear ou un autre soit sur le net.
Ici, de toutes manières ce n'est pas énorme vu qu'on est à 800KHz, mais le négliger complètement fait une différence non négligeable, tu peux essayer.
Si c'est à peu près dans la bonne gamme, ce sera suffisant.

[invitef9ccb542]

En fait il s'agit d'estimer de combien le découpeur en mode courant varie sa sortie pour 1V de variation à son entrée.

OK je comprends.

Il y a autre chose qui me chiffonne. J'ai relu avec attention la note d'application 76 de linear.
Les éléments qui interviennent dans la fonction de transfert en boucle ouverte sont (page 3):
- le gain DC que tu as modélisé.
- le pole du C_OUT f_p=1/(2.pi.R_L.C_OUT), avec R_L la resistance de charge.
- le zero du C_OUT f_z=1/(2.pi.ESR.C_OUT), avec ESR la résistance série du condensateur.
Le principe de la compensation est de monter la fréquence de coupure (passage à 0dB) plus haut de manière à rendre l'asservissement plus réactif.

Or en choisissant des céramiques je me retrouve avec un zéro très haut en fréquence (au dessus du MHz). Je suppose d'ailleurs que c'est pour cela que tu n'as pas rentré la valeur de l'ESR dans le C_OUT.

Sur la page 4 de cette note on peut voir la comparaison entre deux type de condensateur.
- un OSCON-like 47µF/0.05ohms avec un zéro à 67KHz
- un Electrolityque 1200µF/0.05ohms avec un zéro à 2.7KHz
Le paramêtre qui a guidé le choix du condensateur est d'abord l'ESR pour respecter un taux d'ondulation.
Ils expliquent deux choses:
- entre la page 3 et la page 4: "It is desirable that the crossover frequency be higher than the ESR zero frequency because the phase shift of the ESR zero is very helpful in achieving adequate phase margin."
- sur la deuxième colonne de la page 4: "The high ESR zero frequency of the Specialty Polymer capacitors makes the loop more difficult to compensate, but the bandwidth will be significantly higher as a result of the extra effort."

Donc en résumé:
- Il faut conclure: Avec un ESR donné, il vaut mieux un gros condo, dont la compensation est nécessaire mais facile à compenser.
- Ou bien il faut conclure: Peut importe le condo il faut juste une compensation adapté.
C'est quoi le plus propre?

[Tropique]

Donc en résumé:
- Il faut conclure: Avec un ESR donné, il vaut mieux un gros condo, dont la compensation est nécessaire mais facile à compenser.
- Ou bien il faut conclure: Peut importe le condo il faut juste une compensation adapté.
C'est quoi le plus propre?

Les deux sont vrais: un condo à faible Q (esr > et C >) sera plus facile à compenser, mais les performances d'ondulation résiduelle seront médiocres.

Avec un condensateur de meilleure qualité, il restera capacitif jusqu'à la fréquence de crossover, et contribuera donc de 6dB/oct dans la réponse, ce qui risque de causer des soucis s'il y a déjà par ailleurs une pente de 6dB/oct.
Mais même dans ce cas, une avance de phase bien ciblée permet de rétablir la stabilité.
Ici, je n'ai même pas tenu compte de cela, avec des condos "parfaits" la marge de stabilité était acceptable, à cause des zéros semés dans la boucle et du gain de boucle relativement faible.
Dans la réalité, la marge serait encore meilleure.

[invitef9ccb542]

Afin de maîtriser la compensation j'ai pris un exemple "corrigé".
Dans le datasheet du LT3580 il y a page 11 et 12 un exemple de compensation.
J'ai essayer de reconstruire le modèle d'asservissement sur les fichiers joints (attention le Gmp fait aussi intervenir le rendement et le ration Vin/Vout).
J'obtiens à peu près la même chose sauf que:
- leur phase va de 0 à -180° alors que j'évolue de +180° à 0°, pourquoi?
- je n'ai pas le zéro dit "RHP" (c'est normal je n'ai pas l'inductance dans le modèle). Comment obtenir ce pôle et introduire l'inductance?

[Tropique]

J'obtiens à peu près la même chose sauf que:
- leur phase va de 0 à -180° alors que j'évolue de +180° à 0°, pourquoi?

Je crois que c'est le plotter de LTspice qui choisit automatiquement le sens trigonométrique le plus pertinent en fonction de la plage de valeurs à afficher

- je n'ai pas le zéro dit "RHP" (c'est normal je n'ai pas l'inductance dans le modèle). Comment obtenir ce pôle et introduire l'inductance?

Il n'apparait pas dans le modèle, c'est juste un "point remarquable".
Cela tient compte de la réponse non-instantanée de l'ensemble switch + self, et c'est conceptuellement apparenté au retard que j'ai introduit dans le modèle.
L'avantage du retard, c'est que la simu en tient compte, mais c'est une approximation, tout comme le RHP (right hand plane zero).
Ces deux notions traduisent le fait que si une variation est présentée à l'entrée du découpeur, elle ne sait pas être prise en compte instantanément: il faut que le cycle en cours se termine, qu'il y ait une phase de stockage dans la self prenant en compte la nouvelle valeur, et ce n'est qu'à la fin de cette phase, quand l'énergie est relâchée qu'elle commence à apparaitre à la sortie (et il y a d'abord une inversion de phase en cas de variation brutale).

Il y a donc un aspect retard pur, et un aspect lié à la self et à la tension d'entrée, et pour être complet, il faudrait tenir compte des deux. J'ai choisi le retard, mais dans l'exemple, c'est le filtre RL qui est pris en compte.
Il ne sert à rien de mettre L en série dans la conductance de sortie, elle ne sait avoir aucune influence s'il n'y a pas d'éléments parasites supplémentaires.

[invitef9ccb542]

mais dans l'exemple, c'est le filtre RL qui est pris en compte.

Ok mais comment construisent-ils la forme du Zéro RHP:

f_{Z RHP}= (V_IN².R_Load)/(2.pi.V_OUT².L) ?

[Tropique]

Je n'ai pas une connaissance détaillée de cet aspect.

Je peux dire que fondamentalement, cette fréquence correspond à la fréquence de coupure du filtre passe-bas RL du premier ordre constitué de l'inductance de stockage et de la charge, ce qui est logiquement assez satisfaisant, multipliée par un facteur V²in/V²out, qui ne doit pas être pris trop "littéralement": bien que ce soit un rapport de tensions², ce que cela reflète en réalité est plutot le rapport cyclique de découpage qui reproduit cette tension.

Je suppose qu'il y a de bonnes raisons d'exprimer cela sous cette forme.

Quoiqu'il en soit, le facteur de correction de la fréquence permet d'introduire le fait que le filtre RL n'est pas continu, mais est en réalité un filtre à inductance commutée, par analogie aux filtres à capacités commutées utilisés en traitement du signal.
On ne voit jamais de filtres à inductance commutée en traitement de signal, parce que ce ne serait pas pratique, mais sur le plan théorique, il n'y a aucun obstacle: en mode commuté, une résistance voit sa valeur augmentée, divisée par le rapport cyclique, et un condensateur devient l'analogue d'une résistance, et une self devient apparement une self de valeur plus faible si je me base sur la forme du zéro RHP. Mais c'est un aspect que je n'ai jamais approfondi (jusqu'à présent en tous cas, cela risque d'évoluer).

[invitef9ccb542]

En regardant chez National il y a de la documentation un peu plus fine que chez Linear sur la compensation des BOOST:
Compensation For The LM3478 Boost Controller
Modeling and Design of Current Mode Control Boost Converters