Ca fait quand même une chute de tension de 3V à 30A ..... et une résistance qui puisse dissipée plus de 90W !Envoyé par EroticA
Et il faut un connecteur J7 qui tienne 30A sans frémir et avec une résistance de contact négligeable . Tu oublies J7 !
Il faut mettre un shunt de l'ordre de 0,005 ohm . Ou mieux, un capteur de courant à effet Hall
ensuite un filtre + comparateur + bascule D ( pour mémoriser la surcharge et Raz par le prochain pulse du PWM). Et action sur le Enable des drivers
J'aime pas le Grec
Du coup, pour ces valeurs ? Car j'ai fait quelques recherches, et certains utilisent des capas entre 20 et 40 uF...Je pensais utiliser une SF28 et pour le condensateur un céramique 1uF 200V.
Dans ce style la ? http://fr.farnell.com/honeywell/csla...rant%20continuOu mieux, un capteur de courant à effet Hall
Parce que admettons qu'on y place un conducteur où circule un courant de 3A en continu, la tension de sortie va être fixe ? Ou elle "retombe" vu qu'il n'y a pas d'évolution du courant ? (Je ne sais pas si je suis clair dans ma demande...)
Sinon j'ai trouvé ca aussi : http://fr.farnell.com/allegro-micros...rant%20continu
Pour ce type de composant, j'ai un peur qu'ils ne tiennent pas les appels de courant au démarrage du moteur...
Le lien de ma réponse #22 , page 5 , §3. te donne la méthode de calcul
Faut jamais regarder la PUB du distributeur (sauf pour le prix et le délais !), mais la datasheet.Dans ce style la ?
http://www.farnell.com/datasheets/1692889.pdf
https://sensing.honeywell.com/honeyw...alog-pages.pdf
Tu as la réponse dans la datasheetParce que admettons qu'on y place un conducteur où circule un courant de 3A en continu, la tension de sortie va être fixe ? Ou elle "retombe" vu qu'il n'y a pas d'évolution du courant ? (Je ne sais pas si je suis clair dans ma demande...)
http://www.farnell.com/datasheets/2353988.pdfSinon j'ai trouvé ca aussi :
Pour ce type de composant, j'ai un peur qu'ils ne tiennent pas les appels de courant au démarrage du moteur...
Tu as la réponse dans la datasheet
J'aime pas le Grec
Pour ta culturation :
https://fr.wikipedia.org/wiki/Capteu...%A0_effet_Hall
J'aime pas le Grec
J'ai lu dans les datasheets que les sorties sont ratiometriques, donc le signal en sortie est fixe si je comprend bien ?
Je préfères utiliser un "capteur à spire" où l'on fait passer le fil conducteur dedans, ils m'ont l'air plus costauds que les capteurs au format CI.
Concernant la capa de bootstrap, j'ai suivi le calcul en question :
Avec comme valeurs :
Qg = 180 nC
f = 1000 Hz
Iqbs = 200 nA (Je ne suis pas sur de cette valeur, j'ai pris la valeur Igss du MOS)
Vcc = 12V
Vf = 1.7 V
Qls = 5 nC (valeur donnée dans la note technique)
Mais il me manque deux valeurs :
VLS = Voltage drop across the low-side FET or load
VMin = Minimum voltage between VB and VS.
Pour ICbs (leak) (bootstrap capacitor leakage current) je peux l'ignorer vu que je prend une capa céramique et non pas électrochimique ?
Donc ils produisent une tension de sortie proportionnelle au courant mesuré????donc le signal en sortie est fixe si je comprend bien ?
Comme tu veux . Le ACS713 supporte 100A pendant 100ms. Et comme tu coupes le courant si ça dépasse 30A ...Je préfères utiliser un "capteur à spire" où l'on fait passer le fil conducteur dedans, ils m'ont l'air plus costauds que les capteurs au format CI.
Par contre faut que les pistes tiennent.The Allegro evaluation board has 1500 mm² of 2 oz. copper on each side, connected to pins 1 and 2, and to pins 3 and 4, with thermal vias connecting the layers
J'aime pas le Grec
C'est pour revenir à ma demande précédente :donc le signal en sortie est fixe si je comprend bien ?
- Si l'on fait transiter un courant de 3A, qu'on le mesure avec ce capteur, la sortie est proportionnelle au courant.
- Admettons que le capteur délivre une tension de 1V pour 3A.
- Maintenant, admettons que ce courant de 3A reste stable dans le temps et que sa valeur ne bouge pas des 3A, la tension de sortie reste à 1V ou elle retombe à 0 au bout d'un certain temps ?
Car j'ai déjà vu des capteurs comme celui la qui ne mesurait que les variation de courant dans le temps (donc pas terrible dans mon application).
Il y a marqué :The Allegro™ ACS713 provides economical and precise solutions for DC current sensing in industrial, commercial, and communications systemsC'est les transfos d'intensité. Je vois que tu ne sais pas ce que c'est qu'un capteur à effet Hall .Car j'ai déjà vu des capteurs comme celui la qui ne mesurait que les variation de courant dans le temps (donc pas terrible dans mon application).
D'autre part, je ne te proposerai pas ce genre de capteur si ils ne mesuraient pas le DC. J'ai encore 1,5 neurone dans le crane .
J'aime pas le Grec
J'ai ajouté le capteur en question, avec le filtre en sortie.
Avec une sensibilité de 133mV/A, je dois couper les drivers lorsque la tension en sortie dépasse les 3.99V si je ne me trompe pas ?
qu'il faudra ajuster in situ pour :
- Ne pas déclencher l'arrêt du courant sur un parasite, en particulier au début du PWM
- Réagir assez vite à l'approche des 30A
NB : Le schéma de tes 0V, c'est du théorique. Tu as du 0V où il passe 30A ! Pour éviter les parasitages, faudra les mettre en étoile
La sortie du filtre va sur un comparateur et une bascule D
Y a quoi de marqué sur la datasheet si I=0 ? 0VAvec une sensibilité de 133mV/A, je dois couper les drivers lorsque la tension en sortie dépasse les 3.99V si je ne me trompe pas ?
J'aime pas le Grec
Ma faute, c'est 0.5V si I=0 et 4,5V à 30AY a quoi de marqué sur la datasheet si I=0 ?
Euh... La tu m'as perdu, en étoile ? Pour les GND, je fais un plan de masse à chaque fois sur mes cartes, et la, je vais essayer de mettre la connexion du GND de la batterie le plus proche possible de la partie puissance.NB : Le schéma de tes 0V, c'est du théorique. Tu as du 0V où il passe 30A ! Pour éviter les parasitages, faudra les mettre en étoile
C'est la chute de tension dans le NMOS du bas :
VLS =Rdson*Id que tu multiplies par 2 car Rdson double à 100°
PS : je ne trouve plus la datasheet du NMOS ???
10V car le Rdson est garanti à 10V . Et il vaut mieux utiliser 15V plutôt que 12V en VccVMin = Minimum voltage between VB and VS.
J'aime pas le Grec
Pour la capa de bootstrap, j'ai fait le calcul mais le résultat me parait bizarre :
Avec :
Qg = 180 nC
f = 1000 Hz
Iqbs = 200 nA
Vcc = 15V
Vf = 1.7 V
Qls = 5 nC
Vls = 0.6V
Vmin = 10V
J'obtiens C = 0,37 µF, en ayant mis les valeurs en Coulomb (pas en nanoCoulomb) et Ampère.
J'ai pris Vcc = 15V aussi, pas 12V (ça me donne une valeur de capa négative).
J'ai retiré la division de Icbs(leak) / f car je prend un condensateur céramique.
C'est correct ou je me suis encore planté ?
La datasheet du MOS : http://www.farnell.com/datasheets/196966.pdf
Ca me semple correct, tu prends un 0,47µF
Par contre, on peut trouver mieuxLa datasheet du MOS :
Par exemple le STH270N8F7
Il a un Rdson de 0,0025 qui monte à 0,0035 ohm pour 100° . La dissipation de puissance en statique est alors de 3,15W (contre 18W pour l'actuel). Ca soulage le radiateur. Par contre sa capacité grille-source est de 13,6nF (contre 5,15 nF pour l'actuel) . Ca demande plus de courant pour les transitions au driver (1). Par contre, à 1Khz, c'est pas dramatique
(1) Faut refaire le calcul du condensateur de bootstrap de la pompe de charge
J'aime pas le Grec
Composant en rupture de stock partout, mais je vais regarder si il n'y a pas quelque chose d'équivalent.Par exemple le STH270N8F7
Par exemple, j'ai trouvé le IPP041N12N3GXKSA1 (datasheet : http://www.farnell.com/datasheets/2060021.pdf )
Avec un Rds(on) qui tourne autour des 0.005 ohm à 100°C, donc j'aurais une puissance à dissiper de 5.4W, c'est pas aussi bien que celui que tu as trouvé mais il est encore en stock pour le moment.
J'ai ca aussi : IPP030N10N5AKSA1 (datasheet : http://www.farnell.com/datasheets/2255668.pdf )
Rds(on) de 0.00375 à 100°C donc puissance dissipée de 3.375 W.
Ce qui compte aussi, c'est le prix et la disponibilité
Coté puissance dissipée, c'est assez raisonnable.
J'aime pas le Grec
Du coup pour le dissipateur à utiliser, je prend un dissipateur par "paire" de NMOS, c'est à dire, le même dissipateur pour le MOS HSide et LSide de chaque coté du moteur, comme il n'y a qu'un MOS actif à la fois.
J'ai choisi celui ci : http://fr.farnell.com/ohmite/fa-t220...oir/dp/2097688
Rth de 3°C/W
Pour dissiper la puissance d'environ 4W du NMOS IPP030N10N5AKSA1 (datasheet : http://www.farnell.com/datasheets/2255668.pdf )
Tu pourrais m'expliquer la fonction de la bascule D ? Car je n'en ai jamais utilisé ou vu son fonctionnement dans les détails...
D'après ce que j'ai lu sur internet, ca me permettrais de maintenir pendant quelques temps un 1 logique pour signaler qu'une surconsommation à eue lieu ?
Dernière modification par EroticA ; 17/06/2018 à 12h08.
Ca ne devrait pas être idiot. mais on ne peut pas tout calculer. C'est le proto qui est le juge de paix
Le PWM met le courant dans le NMOSTu pourrais m'expliquer la fonction de la bascule D ?
- Le courant ne dépasse pas la limite de courant à la fin du PWM. OK
- Le courant dépasse la limite de courant avant la fin du PWM. La bascule D mémorise le défaut et coupe définitivement le courant. Elle est remise en position ON par le prochain pulse de PWM
J'aime pas le Grec
Bonjour,
Un détail : pour une telle valeur de capacité, tu prendras probablement un condensateur céramique ; attention à la dépendance de la capacité de ces composant avec la tension de biais appliquée. Un composant vendu pour 1µF - 100 V peut ne plus faire que 200 nF sous une tension de 50 V. Le mieux est alors de vérifier dans la datasheet l'amplitude de ce derating (mais c'est rarement spécifié) ou de fortement surdimenssionner cette capacité - par exemple en mettant
Il faut alors : 2 à 5 fois plus de capacité que calculé. Prendre un composant vendu dans un package exagérément grand permet généralement de diminuer cette dépendance de C avec la tension de biais.
https://www.maximintegrated.com/en/a...ex.mvp/id/5527
Iqbs est le courant consommé par le driver, il se trouve donc dans la datasheet du IR2112 : https://www.infineon.com/dgdl/ir2112...5355c81cb71685, page 3 : max "Quiescent VBS Supply Current" = 60 µAIqbs = 200 nA (Je ne suis pas sur de cette valeur, j'ai pris la valeur Igss du MOS)
Le courant de fuite de grille Igss est réputé négligeable.
C'est la tension de seuil sous 2A... SOus plus faible courant, 1 V serait probablement plus approprié.Vf = 1.7 V
Dernière modification par Antoane ; 17/06/2018 à 16h38.
Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.
Je suis en train d'essayer de comprendre le fonctionnement de base d'une bascule, mais lors de la simulation, je vois que la sortie change d'état uniquement lorsqu'il y a un front montant sur la CLK :
Sur le chronogramme :
en vert : Signal PWM quelconque
en rouge : sortie du comparateur (1 logique = I >= 0)
en bleu : sortie Q de la bascule D
En gros, si il y a surconsommation, il faut qu'elle tombe juste avant un front montant de la PWM pour pouvoir être détectée et que la bascule change d'état ?
Mais comme les MOS ne sont pas passant tout le temps:
- la surconsommation ne peut avoir lieu que lors du front montant
- ou pendant le front "ON" de la PWM
Dans ce dernier cas, la bascule D ne voit pas la surconsommation et lorsque la PWM retombe à un 0 logique, la surconso s'arrête non ?
Il y a surement quelque chose qui m'échappe...
Dernière modification par EroticA ; 17/06/2018 à 16h48.
Après une bonne digestion d'andouillette ..... on peut simplifier le flipflop de mémorisation de surintensité :
NB : Comme la détection coupe le driver, le comparateur remonte quasiment immédiatement après l'alarme. Donc, avec un oscilloscope, on ne voit pas le beau signal que j'ai dessiné, mais une impulsion "aiguille" .
J'aime pas le Grec
D'accord, je comprend mieux maintenant.
Avec la simulation, j'ai le même comportement en sortie que ce que tu m'as décrit :
En rouge, sortie du comparateur
En vert, signal PWM
En bleu, signal en sortie de la bascule
Maintenant, il faut que je fasse cette structure de bascule sur les deux signaux PWM de la commande, avec une porte OR pour gérer les deux signaux ENABLE.
D'autres recommandations ?
Non, tu mesures le courant positif (qu'il soit en fait positif ou négatif dans le moteur). Donc on pilote les deux enable ensemble.
Une question : On peut avoir le lien sur la datasheet du moteur ? Et c'est quoi sa fonction dans le robot ?
J'aime pas le Grec
Oui, je suis d'accord avec toi, ce que je voulais dire :Non, tu mesures le courant positif (qu'il soit en fait positif ou négatif dans le moteur). Donc on pilote les deux enable ensemble.
- c'est que comme il y a deux signaux PWM (un pour aller dans un sens, le second dans l'autre sens), je dois mettre une bascule D pour chacun des signaux PWM.
- ainsi, je me retrouve avec deux signaux ENABLE (ENABLE1 et ENABLE2), que je connecte proprement via une porte OR.
- comme ca, en sortie, je n'ai qu'un seul signal (admettons qu'il s'appelle ENABLE_MOT) qui s'active si l'un des deux ENABLE "primaires" s'active.
- cette sortie est connectée sur les deux drivers de MOS
- Pour résumer : si il y a une surconso, peu importe le sens de rotation, on la détecte via la bascule qui est connectée à la PWM en cours d'utilisation, on coupe les deux drivers de MOS via ENABLE_MOT.
Un petit schéma pour m'expliquer :
Sachant que le signal ENABLE_MOT, je le répète, est connecté sur la broche shutdown de chacun des drivers MOS.
Euh... ca va être compliqué pour la datasheet, c'est de la fabrication chinoise, j'ai cherché mais je n'ai pas trouvé grand chose... (acheté sur eBay)Une question : On peut avoir le lien sur la datasheet du moteur ? Et c'est quoi sa fonction dans le robot ?
https://www.motiondynamics.com.au/un...-dc-motor.html
Il permettra d'assurer la propulsion du robot (2 moteurs dans le chassis).
Tu devrais avoir la doc là : https://federaldata.io/downloads/48-volt-1000-watt.pdf en t'inscrivant (je ne l'ai pas fait)
Je pense que tu n'as pas fait un bon choix. Il fallait prendre un BrushLess
Autre question :
Au démarrage, le moteur, c'est quasiment un cour-circuit (pas de FCEM) et le courant n'est limité que par la résistance des bobines du moteur. Donc le courant est important et la sécurité va couper le courant rapidement.
L'autre solution consiste à couper le courant et le remettre rapidement de manière à avoir un courant haché autour de 30A. Donc du couple au démarrage. Par contre, ça pose un autre problème. Si tu restes longtemps à faible vitesse, le moteur est alimenté avec un fort courant (donc du couple), mais il se refroidi mal car le ventilateur interne tourne à faible vitesse .
Tu as quoi comme réducteur ? Comme diamètre de roue ? Comme vitesse max ?
J'aime pas le Grec
Je suis déjà pas rendu avec un moteur à courant continu, alors piloter un brushless ...Je pense que tu n'as pas fait un bon choix. Il fallait prendre un BrushLess
Pour la résistance interne, je l'ai mesurée à 0.6 ohm, donc du 80A au démarrage.
Le réducteur divise la vitesse par 10, les galets de la chenille font 130 mm de diamètre, la vitesse max environ 10 km/h. J'ai la possibilité de réduire encore la vitesse en augmentant mon rapport de réduction, car je n'ai pas encore réaliser le réducteur.Tu as quoi comme réducteur ? Comme diamètre de roue ? Comme vitesse max ?
Ce n'est pas déjà le cas avec la sécurité en place ? Et si j'intègre une petite tempo dans le montage pour laisser le temps au moteur de se lancer ?L'autre solution consiste à couper le courant et le remettre rapidement de manière à avoir un courant haché autour de 30A.
Donc, à 30A, les pertes joule sont de 0,6*30²=540W . Faut prévoir une ventilation forcée (au besoin avec une détection de température moteur)
NonCe n'est pas déjà le cas avec la sécurité en place ?
On coupe le courant si il dépasse 30A et il n'est réinjecté qu'au pulse PWM suivant .
Je ne connais pas la self de ton moteur.Mais avec une période de 1ms de PWM, on peut très bien imaginer que le seuil de 30A est atteint en 100µS. Donc on a un courant moyen de l'ordre de 1,5A, rotor bloqué.
le filtre joue un peu ce rôle. Si tu retarde trop le comparateur, le courant va monter à 40A (par exemple), mais tu n'auras qu'un courant moyen de l'ordre de 4AEt si j'intègre une petite tempo dans le montage pour laisser le temps au moteur de se lancer ?
L'autre solution est de détecter le seuil de courant à 30A et de le garder (à peu près ) constant à 30A par hachage
J'aime pas le Grec
J'ai peut être une solution :L'autre solution est de détecter le seuil de courant à 30A et de le garder (à peu près ) constant à 30A par hachage
-En dessous d'une certaine valeur de PWM (connue, puisque générée par le microcontrôleur), admettons 40% de rapport positif, je désactive la bascule D en lui isolant sa sortie
- je réoriente le signal du comparateur sur un inverseur (puisqu'on a un 0 logique en sortie si I > 30A), qui vient désactiver les drivers MOS
- I chute à moins de 30A
- le système réactive les drivers
- le courant remonte et dépasse à nouveau les 30A
- etc...
Tout en activant la bascule D si l'on à un rapport cyclique supérieur à 40%(par exemple).
C'est ce que tu voulais dire "par hachage" ?
