ampli npn chargé par un autre npn (charge active)

[fichter]

Bonjour à tous.
Plutôt que d'utiliser comme charge active un pnp dont la base est polarisée par 2 diodes et une résistance comme ici:
Ch active pnp.jpg

je me suis dit, je vais faire simple avec 2 transistors npn (2 BC547) : Q1 en tant qu'ampli EC , et Q2 en tant que charge active, les 2 transistors étant simplement polarisés par un pont de base : R1 - R2 pour Q1 , et R3 - R4 pour Q2.
Pour chaque transistor on peut voir leur Vbe, Vce, et j'ai mis un ampèremètre au pt milieu.

- Déjà on m'avait dit que vu que l'ampl Q1 et la charge Q2 sont des générateurs de courant pour le continu, les mettre comme ça en "série" sans faire Contre réaction c'est pas viable car 2 sources de courant en série c'est instable. Pourtant là la simulation semble montrer qu'il y a aucun pbme d'adaption et aucun transistor ne diverge vers un état saturé/bloqué ?

- En plus je m'aperçois que la seule façon pour moi d'augmenter le gain en tension Av=Vs/Ve c'est d'augmenter R2 ou R4 (ou les 2) et dans les schémas suivant on voit que les Vbe augmentent, et en plus en s'accordant de concert puisque ça conserve Vbe1=Vbe2 . Egalement on voit que Ic augmente aussi ainsi que la tension en sortie aux bornes de R5.
Vu que j'ai Ve=10mV en entrée, je passe ainsi d'un gain proche de 1 pour R2=2,7K, à Av=58 si je monte à R2=40K , R4=300k auquel cas Vbe=0,80V et Ic=41,5mA. Donc c'est ça l'unique façon de régler le gain avec une charge active: bouger le pt de polarisation IB sur la droite d'entrée de la diode B-E ?

- Et enfin, théoriquement le calcul dit que la résistance équivalente de la charge de sortie c'est rCE1//rCE2 ,or ici j'ai 2 transistors identiques donc Rcharge=rCE/2 ≈30KΩ/2 soit une charge au collecteur de Q1 d'environ 15kΩ. Donc Av=(β.Rcharge)/h11 si h11≈1kΩ et β≈200 ça me donne Av≈(200*15000)/1000=3000 , or là avec mes valeurs max j'ai juste un gain Av=583mV/10mV , soit un gain Av=58 ..... ???

R2=2,7kΩ
R2=2,7k.jpg

R2=5kΩ
R2=5k.jpg

R2=20kΩ
R2=20k.jpg

Gain max R2=40kΩ et R4=300kΩ , sans saturer comme le montre l'oscillo:
Vbe=0.8V.jpg
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[jiherve]

bonjour
donc en fait tu viens de réinventer le cascode!
bravo!
JR

[fichter]

La vache..... je l'avais pas vu du tout sous cet angle, je viens de remettre l'image à l'endroit , et effectivement il semble que tu aie raison: avec mon NPN comme charge, je charge mon EC par une résistance de h11/ß, qui correspond à l'impédance d'entrée d'un Base Commune. Donc l'ensemble EC+BC fait bien un cascode.
Il y a quand même une différence c'est que la base de mon "Base Commune" soit pas direct à la masse par un condo mais à un pt de base, donc VB de mon BC ce sera R3//R4.

Néanmoins je comprends que si je charge avec un PNP:
Ch active pnp.jpg
je me prends bien minimum toute la résistance rCE du PNP plus ensuite R1//h11.
Ok, merci de m'avoir répondu, j'aurais pu ne pas le voir pendant longtemps.
Donc ça signifie qu'une charge active c'est forcément un NPN en ampli avec un PNP comme charge, ou l'inverse, mais jamais 2 transistors du même type sous peine de former un Cascode.

Est ce que ça veut dire que si cette fois je mets un PNP en charge, je vais me retrouver avec 2 sources de courant en série et le montage sera pas viable sans Contre réaction ?

[jiherve]

bonjour
ben non NPN ou PNP c'est kif kif la seule différence c'est que cela ne porte pas le mème nom pour des raisons historiques, le cascode date des tubes.
Il existe d'autres types de montages en charge active , par exemple les pull up actifs qui utilisent toujours des NPN.
JR

[A voir en vidéo sur Futura]

[fichter]

Bien en fait pour le NPN la base est un semiconducteur de type P entouré d'un collecteur et Emetteur de type N, et le PNP c'est l'inverse, si je ne me trompe.
Mais ce que je voulais dire c'est que si mon ampli est NPN et donc si je veux qu'à son collecteur il attaque le collecteur de la charge (et non son émetteur pour pas avoir comme dans le cascode une Rcharge=Ze=h11/ß très faible), celle-ci sera forcément un PNP.

Sinon je viens de simuler sans Contre Réaction un ampli NPN chargé par un PNP, ce dernier étant polarisé par un pont de base, et même si l'amplification marche sans pbme, sans CR effectivement le pt milieu se ballade de 0 à 12V pour les Vce1 et Vce2 (il faudrait une video):
ampli NPN + Ch PNP (pol pont de base).jpg
avec un signal de 5mV en entrée, je trouve (je crois qu'il faut pas se fier au AC voltmètre qui donne que la valeur moyenne) 5V d'amplitude max à l'oscillo en sortie. Donc un gain Av=1000. Et je remarque le courant Ic est incroyablement bas : 0,42mA comparé à un EC avec une charge ohmique.
En plus avec l'oscillo je mesure la valeur AC de 5V en sortie où la résistance RL=2MΩ est en // avec rce2//rCE1 soit en gros 5V aux bornes de rCE1//rCE2, le tout parcouru par Ic=0.42mA, j'en ai déduit rCE1//rCE2=5V/0.00042A=12kΩ , donc j'en ai déduit que rCE1=rCE2≈25kΩ (puisque le BC557 est le complémentaire du BC547). Mais ce qui est rigolo, c'est que si je descend RL à par ex RL=200kΩ à priori comparé à rCE de l'ordre de 25kΩ ça devrait rien changer, et pourtant le gain Av descend pas mal.

Sinon j'ai une question pour laquelle je suis pas sûr exactement de la réponse, là j'ai essayé avec un signal d'entrée de 8mV au lieu de 5mV, et la sortie sature:
ampli NPN + Ch PNP (pol pont de base) SAT.jpg
et donc je me demandais ce qui pouvait causer cette saturation dans un ampli à charge active où la polarisation VCE continu est plus un pbme ?

[fichter]

Parce qu'en fait une résistance créé une tension à ses bornes quand elle est parcourue tant par du courant continu que du courant alternatif. Donc VRc est limité entre 0 et Vcc puisqu'elle est en série avec Vce et il faut que Vce reste compris entre 0 et Vcc d'alimentation.

Mais une charge résistive c'est équivalent à une source de courant (sans résistance) en continu, et une résistance Rcharge en alternatif, donc si Vce en continu reste au pt milieu choisi à Vcc/2 , en alternatif le signal ic va créer aux bornes de la charge R=rce1//rce2 une tension Vs qu'on retrouve en sortie, mais ça me dit pas pourquoi Vs sature puisque Vce1 reste polarisé au pt milieu en continu.... j'avoue que je trouve pas le système très clair.

[fichter]

Je crois que je commence à comprendre:
- Déjà j'ai dit une bêtise en disant que c'est le pt milieu qui se ballade de 0 à 12V à cause d'une soi-disant instabilité. En fait en continu le pt milieu est fixe à 6V, mais c'est le signal amplifié qui le fait bouger de quasi 0 à 12V en une période du signal. En revanche c'est clair que pour trouver le pt milieu c'est au centième de l'ohm que ça se joue, quant à la stabilité je pense que Isis ici ne prend pas en compte la t° des transistors, donc certainement qu'en pratique ça a besoin d'une CR (surtout si on n'a pas un bon potentiomètre pour trouver le chiffre des centièmes ^^).

Sinon il semble aussi que si mon signal de sortie sature c'est parce que un voir les 2 transistors entrent en zone de saturation, donc soit Vce du NPN qui tombe sous 0 (pour l'amplitude négative max du signal d'entrée), soit le Vce du PNP qui lui passe au-dessus de 0 (alors qu'il devrait tjs être <0) pour l'amplitude positive max du signal d'entrée).
Donc la plage d'amplitude pour le signal de sortie c'est le courant ic de sortie pour lequel on restera entre vcesat1 et vcesat2. Donc entre A: vs min=vcesat du npn , et B:vs max=Vcc+vcesat du pnp
Ch active saturation du NPN et du PNP.jpg

En fait si on a une charge résistive en continu c'est sa tension qui fixe le pt milieu à Vcc/2, alors qu'avec une charge active c'est la symétrie des transistors qui le fixent à Vcc/2.
La différence c'est en alternatif où pour une charge résistive Rc c'est la ddp à ses bornes qui fait varier Vce de l'ampli, alors que pour une charge active la notion de droite de charge statique ou dynamique disparaît, car c'est directement son réseau de caractéristique dans ic=ß.Ib+h22.vce , soit ici en sortie vce=rce.ic où rce=1/h22 dû à l'effet Early qui créé la tension.

Mais alors si la principale conséquence c'est surtout d'avoir un courant de collecteur ic très faible, question bête : avec une résistance Rc d'environ 30kΩ j'aurais pas pu obtenir la même chose ?

[fichter]

Je viens de me dire avec une résistance Rc=30kΩ, ça va obliger pour la polarisation continu du transistor à prendre un courant Ic continu très petit, et donc un ic très petit en sortie pour le signal, mais c'est bien ce qu'on aussi plus ou moins ce qu'on a avec une charge active.
Pour un même signal d'entrée de 5 mV:
Ici une charge résistive Rc=30kΩ: Ic=0,16mA, la tension de sortie à 780mV d'amplitude max, soit Av=156
Ampli avec Rc=30k.jpg

alors que j'avais précédemment avec une Ch active: Ic=0,41mA, la tension de sortie à 5,75V d'amplitude max, soit Av=1150
ampli NPN + Ch PNP (pol pont de base).jpg

==> Donc même avec Rc de 30kΩ pour tenter de ressembler à une rCE de transistor, ça change rien au pbme, et j'avoue qu'actuellement je vois pas pourquoi....

Si quelqu'un maitrise le truc je veux bien un coup de main, non pas que j'ai l'impression de parler tout seul ^^ mais c'est clair que ça serait plus rapide avec une bonne explication.

[Antoane]

Bonjour,

Je ne suis pas spécialiste, quelques remarques cependant :
Avec le circuit classique, (NPN en EC + résistance de collecteur), sans résistance d'émetteur, le courant de polarisation comme le gain sont principalement fixés par les caractéritiques intrinsèques du transistror, et non par les composants externes. C'est là le rôle principale de la résistance d'émetteur (éventuellement associée à une CR pour fixer le gain AC si la résistance d'émetteur est bien bypassée).

La différence entre un cascode et le schéma que tu proposes est l'endroit où est prise la sortie : sur le collecteur du NPN servant de "charge" dans le premier cas, sur son émetteur dans le second. Cela change profondément le fonctionnement du montage : dans le cascode, le potentiel de la base est fixe, proprement découplé, et le NPN du bas (celui en EC, attaqué par le signal d'entrée) est polarisé par une tension Vce constante. Dans le second cas, le potentiel de la base se ballade avec la tension de sortie (avec un décalage de Vbe), de même que le Vce du NPN du bas.



Pour plus de détails (par moi ou plutôt paar d'autres), je pense qu'il faudrait que tu poses des questions précises, avec schémas d'appuis, n'obligeant par à lire et comprendre toute la discussion

[DAT44]

Bonjour,
il sera sage de rester sur le premier montage (NPN+PNP) car ici tu polarise le Vbe des transistors avec des ponts de deux résistances, ce qui rend le montage extrêmement sensible a la température (pour une même tension de Vbe le courant augmente avec la température) et donc (IRL) complètement inutilisable…

Par ailleurs avec un ampli sans contre réaction avec un fort gain, le gain est forcement dépendant de la charge en sortie

[jiherve]

Bnjour
le montage à PNP n'est guère mieux avec une polar par deux diodes ou aucune c'est aussi un thermomètre, le dernier montage n'ayant aucune resistance d’émetteurs sera également un excellent générateur de fumée!
JR

[DAT44]

Bonjour,
sur le montage avec NPN+PNP avec les deux diodes, la dérive thermique est modeste car le NPN est munie d'une résistance en série sur l’émetteur(RE).
Il y a donc un léger décalage des tensions statique en fonction de la température, mais le comportement en dynamique est quasi inchangé car cette résistance (RE) est découplé par un condensateur(CE).
Sans cette résistance en série sur l’émetteur(RE) du NPN, la dérive thermique deviendrait considérable ...

[fichter]

Merci pour vos réponses. Effectivement je reconnais que mon topic fait du volume ^^
Pour résumer dans l'ordre je l'avais créé parce que mon ampli npn chargé par npn avait un gain de l'ordre de 50 contre 1500 avec une charge active.... et j'avais pas vu que j'avais en fait créé un cascode.
Ensuite je me demandais, cette fois avec une charge pnp comment expliquer la saturation en sortie, et j'ai compris que ça reflétait la saturation des 2 transistors de façon symétrique.
En plus j'avais confondu le déplacement de tension du pt de sortie Vc au collecteur sous l'influence de la tension de sortie du signal amplifiée de l'ampli Q1 avec un manque se stabilité.
N’empêche qu'effectivement en pratique ça doit être instable du fait de la t° (que ne me montre pas ISIS), en revanche j'ai constaté combien les résistances doivent être ajustées précisément. Et effectivement une CR par Résistance d'émetteur ça aurait été utile (j'essayerai plus tard).

Sinon là ma dernière interrogation, dont je crois avoir trouver la réponse avec les équations du calcul, c'était pourquoi une Rc de grande valeur continue de générer un gain bien moindre que la même valeur rce d'un pnp en charge active?

Déjà tant pour un ampli avec une charge Résistive Rc, qu'avec une charge active rce, comme tension d'entrée et donc au dénominateur du gain Av=Vs/Ve on aura (en supposant l'ampli EC sans résistance d'émetteur RE) : h11=VT/iB où VT=0.026V (tension thermique)
• Donc pour la charge Résistive: si on augmente Rc pour augmenter Vs, la tension aux bornes de Rc obligera alors à baisser iC et donc iB (puisque iB=iC/ß). Or comme la résistance dynamique de la diode B-E augmente si iB diminue, au final augmenter Rc augmente également h11=VT/iB, donc en augmentant le numérateur on augmente aussi le dénominateur et Av n'augmente plus.
• Maintenant avec une charge active: au dénominateur on a toujours h11 qui est fct de iB, sauf que, et c'est là la magie du truc intrinsèque aux transistors, contrairement à une simple Résistance ohmique la résistance rCE=Vearly/Ic va augmenter elle aussi lorsque Ic et donc IB vont baisser.
==> Donc là si rCE est très grand, ok iB va devenir petit et h11 va croître tendant à faire baisser le gain, sauf que rCE va lui aussi se mettre à croître, et au final le gain reste élevé.


C'est en gros, si je ne me trompe, ce que disent les équations du gain pour chaque cas:

[fichter]

oui c'est ce que montre les courbes des caractéristiques de sortie selon iC et donc iB, plus iC est petit plus la pente s'aplatie et donc rCE augmente:


Donc c'est ce que je retiendrais: une résistance ohmique reste constante si sa grande valeur oblige iC à baisser, alors que la résistance rCE, elle, augmentera de façon inhérente au transistor si iC se met à baisser.

* ca serait quand même plus simple si les profs pouvaient expliquer ça noir sur blanc, or il y a strictement aucune explication littérale sur le net, juste les calculs, et encore.

[DAT44]

Bonjour,
il est aussi intéressant d'analysé l'évolution de l'impédance de l'entrée en fonction de la polarisation statique du montage …

[fichter]

Bien disons que si une des caractéristiques des charges actives c'est de travailler avec des faibles courant de collecteur et donc de base, et si en plus on a une résistance d'émetteur, ce vont être les résistances du pont de base qui vont être les plus faibles, notamment celle qui créé le potentiel de Base , donc là pour le coup ce serait utile de mettre un bootstrap.

[fichter]

Je viens de faire une simulation en mesurant les impédances d'entrée avec la méthode du pont diviseur, tant pour un EC classique avec Rc (et sans RE) sous Ic=1mA puis avec Ch active, et je trouve une impédance d'entrée Ze=4.3kΩ pour l'EC, et 7.5kΩ pour le Ze de la ch active.
Pièce jointe 393001

Pièce jointe 393002

je pense que ça vient du fait que si les résistances de pont sont quasi égales, on voit que Vbe=0.63V avec la ch active, contre Vbe=0,67V avec Rc, donc là encore c'est h11 qui est plus élevé avec la ch active. Mais je pense que si j'avais mis une résistance d'émetteur RE qui pour la Ze d'entrée aurait valu ß.RE, au final je suis sûr que les Ze aurait été kif kif.

[fichter]

Par contre, je m'aperçois qu'avec une Ch active on peut pas changer la valeur du pt milieu, parce que si le npn de l'ampli et le pnp de la charge sont complémentaires, pour qu'ils débitent le même courant Ic en continu, et c'est nécessaire puisque ce sont 2 sources de courants en série, il faut que leur Vce doit égales, et donc le rapport de leur résistances de pont aussi.
La seule chose qu'on peut faire c'est changer la valeur de ces résistances mais en conservant le même rapport entre elles pour garder le même potentiel de Base.
Là j'ai divisé par deux mes 2 résistances de pont pour l'ampli et l'impédance d'entrée Ze chute logiquement, elle vaut ici Ze=4.8k.. Mais c'est du gachis de prendre des rés de pont aussi faibles vu que Ic=0.23mA avec ma Ch active.


==> Donc oui, ça montre qu'une ch active permettant d'avoir un ic très faible, on peut prendre des Rp très élevées. Et en plus voit sur les graphes que Vbe~0,63V avec la ch active contre Vbe~0,67V avec Ic=1.1mA avec une résistance Rc de collecteur, donc h11 plus grand avec une ch active, et donc globalement Ze est supérieure qu'avec une charge résistive.

[fichter]

J'aimerais conclure le sujet parce que je viens de comprendre clairement pourquoi une charge résistive Rc aussi grande que rCE d'un transistor ~30kΩ, pourra pas avoir le même gain que la même résistance rCE de la charge active d'un transistor:

- avec ma charge résistive Rc, si elle est grande ok elle aura tendance à créer un grande tension à ses bornes, malheureusement c'est aussi Rc qui va régler le pt de polarisation Q du continu. Et donc si Rc est très grande Icq sera très petit ainsi que Ibq.

- avec une charge active en revanche, si Rcharge =rCE grossomodo, la tension à ses bornes au également tendance à être élevée, en revanche le pt de polarisation Q(VCEQ, IcQ) est totalement indépendant de cette résistance Rcharge, puisqu'alors qu'en alternatif (pour le signal) une charge active n'est que le résistance Rcharge, en continu pour la polarisation elle n'est qu'une source de courant IcQ. Donc c'est totalement vrai de dire que la charge active permet de décorréler le régime de polarisation et de signal.
→ si ma charge active est un miroir de courant c'est le courant Io à recopier qui va sortir du transistor au collecteur de mon transistor d'ampli et qui va le polariser en fixant son pt Q à une valeur tel que Vbe soit correcte et du même style que celle avec une charge résistive classique.
→ si ma charge active est un pnp seul, la polarisation tant pour ce pnp en ch active, que pour le transistor d'ampli doivent être égales pour s'accorder sur le courant IcQ du polarisation, mais là encore tel que Vbe soit correcte.

Dans les 2 cas la tension de sortie sera inférieure à Vcc/2 pour éviter la saturation, mais vu qu'avec une ch active on évite un état de polarisation "sous alimenté" du transistor d'ampli inévitable si Rc = rce, au final le gain peut être bien plus grand.
Avec le simulateur Isis de Proteus j'obtiens:
- Ch résistive RC : Vcc=9V, VBE=0,624V, IB=0,61μA, IC=0,16mA, AV= -162
- Ch active(PNP) : Vcc=9V, VBE=0,633V, IB=0,85μA, IC=0,22mA, AV=-1050

* j'aime les profs (y compris sur des sites de facs) qui parlent pas beaucoup, et qui font des petits signes avec les yeux ou le nez en espérant que les élèves comprennent tout seul par l'opération du st esprit ^^

[fichter]

* Ch résistive RC=30kΩ

[DAT44]

Bonjour,
le PNP est monté en générateur de courant, en statique il polarise le montage, en dynamique il correspond a une résistance de valeur très élevé.

Il faut donc définir le courant qui circule en fonction de la charge de sortie, car il faut que le courant soit suffisant pour donner le maximum de tension.

Une fois ce courant défini, on polarise le NPN en fonction de celui-ci, en veillant a ce que la tension sur l'émetteur ne soit pas trop élevé afin de ne pas trop réduire l'amplitude de la tension de sortie, mais pas trop basse non plus afin de conserver la stabilité thermique du montage (dérive de la tension de polarisation en fonction de la température).

Enfin le courant statique de la base doit être assez inferieur au courant de polarisation(circulant dans les deux premières résistances) afin de linéarisé l'amplification.