Mesurer la réponse thermique d'un transistor

[bobflux]

Tout audiophile sait que les transistors chauffent quand on s'en sert, et par conséquent le courant de repos d'un étage de sortie en classe AB puche-pull va varier dans le temps en fonction du signal, car le Vbe des transistors de sortie change en fonction de la température.



Mais là où le drame arrive, c'est quand un hérétique pose la question maudite :

- "Ça arrive en vrai ? T'as fait des mesures ? C'est important ou pas?"

- "Euh ben tout le monde sait que c'est vrai, d'ailleurs quand je tourne le jack RCA d'un quart de tour c'est comme si un voile se levait devant le son !!!!!"

Lui, il a mesuré. J'aimerais bien répliquer ce résultat avec une méthode différente pour savoir si c'est du lard ou du cochon.

La question est de savoir si la technique de mesure que j'ai utilisée est correcte, ou pas. Il s'agit de mesurer la réponse thermique d'un transistor, c'est-à-dire les variations de la température de jonction Tj en instantané quand il dissipe de la puissance.

J'utilise ce montage :



Un transistor de puissance NPN est câblé en suiveur, la base reliée à 0V via R3. La charge d'émetteur est une résistance de 15 ohms reliée à une alim négative de -30V qui donne un courant de 2A.

Dans le collecteur nous avons une résistance de 15 ohms aussi, court-circuitée par un MOSFET. Quand le MOSFET est ouvert, le courant de 2A, la valeur de la résistance et la tension d'alim positive de 32V donnent un Vce de 2.6V environ pour le transistor. Quand le MOSFET conduit, il court-circuite la résistance, et le Vce du transistor passe à 32.6V.

Ceci permet de commuter la puissance dissipée entre 5.2W et 65.2W environ. Avec l'oscillo câblé selon le schéma, je peux observer la variation de Vbe en fonction du temps, et donc l'échauffement du transistor. Avec la tension sur la résistance de base je peux aussi voir si hFe varie. J'obtiens un résultat comme ça :



Question : le résultat est valide ou pas? Est-ce que j'ai oublié un truc ?
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[Vincent PETIT]

Salut,
Pourquoi tu commutes la puissance dissipée, avec M1 ? C'est pour la synchro de quelque chose ?

Ma première approche aurait été un générateur de courant dans l'émetteur (enfin ici un current sink plutôt), R1 fixe et j'aurai augmenté le courant linéairement (une rampe) tout en mesurant comme tu le fais ; le VBE, H_fe qui sera le current sink divisé par l'image du courant de base via R3 et la température de Q1. L'échelle du graphique, avec ce que j'ai écrit juste avant, n'aurait pas été le temps mais plutôt la température ou bien l'évolution linéaire du courant.

Pour répondre à la question que je me pose au tout début de mon message, peut être que l'échelle de temps de ton graphique et lié à la fréquence du signal que tu envoies dans M1 ? C'est peut être idiot mais je n'arrive pas à comprendre pourquoi tu fais ça ?

A+



ps : si j'ai écrit n'importe quoi au moins ça remontera ta question

[bobflux]

Eh bien le problème : c'est la température de jonction (Tj) instantanée qui m'intéresse, et on ne peut pas la mesurer puisqu'elle est cachée à l'intérieur du transistor

Si Ic et Vce sont constants, on peut estimer la Tj instantanée en regardant les variations de Vbe. Par contre si Ic ou Vce varient, ça fera varier Vbe indépendemment de Tj donc pour mesurer Tj c'est mort.

> Pour répondre à la question que je me pose au tout début de mon message, peut être que l'échelle de temps de ton graphique et lié à la fréquence du signal que tu envoies dans M1 ?

C'est juste une échelle de temps. À t=0 le MOSFET devient conducteur, la puissance dissipée dans le transistor à tester passe de "petit" à "gros" et je mesure son échauffement en fonction du temps en regardant l'évolution de Vbe.

> Pourquoi tu commutes la puissance dissipée, avec M1 ? C'est pour la synchro de quelque chose ?

Je pense que l'explication ci-dessus devrait apporter des éclaircissements...

> C'est peut être idiot mais je n'arrive pas à comprendre pourquoi tu fais ça ?

Modéliser la dérive du courant de repos de l'étage de sortie d'un ampli, et modéliser la température instantanée des transistors au cours d'une période de signal pour savoir si ça ne sort pas des clous sur une charge inductive, concevoir un circuit de protection pas trop parano mais efficace quand même, etc.

[Vincent PETIT]

Eh bien le problème : c'est la température de jonction (Tj) instantanée qui m'intéresse, et on ne peut pas la mesurer puisqu'elle est cachée à l'intérieur du transistor
Si Ic et Vce sont constants, on peut estimer la Tj instantanée en regardant les variations de Vbe. Par contre si Ic ou Vce varient, ça fera varier Vbe indépendemment de Tj donc pour mesurer Tj c'est mort.

Arf, je ne suis pas aller assez loin sur le pourquoi je parlais de mesurer la température dans ma réponse précédente, j'ai même rien dit dessus en vrai et j'ai oublié de dire de mesurer V_CE, mais attention je ne dis pas que c'était une bonne idée, pour moi tu peux quand même estimer l'augmentation de T_J en collant un thermomètre sur le radiateur du transistor et en connaissant les RTHJA (radiateur), RTHJC (transistor) et la température ambiante, j'imaginais pouvoir estimer T_J

T_J = T_ambiant + (P * RTHJA/JC du transistor et de son radiateur)

donc

T_J = T_ambiant + (I_C * V_CE qui varieront mais en les mesurant on peut calculer P à tout instant * RTHJA/JC du transistor et de son radiateur)

> Pour répondre à la question que je me pose au tout début de mon message, peut être que l'échelle de temps de ton graphique et lié à la fréquence du signal que tu envoies dans M1 ?

C'est juste une échelle de temps. À t=0 le MOSFET devient conducteur, la puissance dissipée dans le transistor à tester passe de "petit" à "gros" et je mesure son échauffement en fonction du temps en regardant l'évolution de Vbe.

> Pourquoi tu commutes la puissance dissipée, avec M1 ? C'est pour la synchro de quelque chose ?

Je pense que l'explication ci-dessus devrait apporter des éclaircissements...

> C'est peut être idiot mais je n'arrive pas à comprendre pourquoi tu fais ça ?

Modéliser la dérive du courant de repos de l'étage de sortie d'un ampli, et modéliser la température instantanée des transistors au cours d'une période de signal pour savoir si ça ne sort pas des clous sur une charge inductive, concevoir un circuit de protection pas trop parano mais efficace quand même, etc.

Ok je comprends mieux, c'est très clair. Tu estimes T_J en regardant V_BE et moi je proposais de l'estimer avec un thermomètre en faisant augmenter linéairement I_E.

[A voir en vidéo sur Futura]

[Antoane]

Bonsoir,

J'imagine que la réponse aux temps courts t'intéresse peu, mais on l'interpole généralement avec une fonction en sqrt(t). Faudrait faire de la biblio pour trouver pourquoi

J'avais caractérisé la caractéristique Vf(If, T) d'une diode PiN standard de puissance (aux alentours de 20-60 °C, avec des densités de courant assez faibles, entre 1 et 100 mA/cm²), justement pour m'en servir de thermomètre. avait trouvé une relation Vf-T très linéaire et une caractéristique Vf-If relativement Shockleysienne (je pourrai poster les résultats demain si c'est intéressant). Tout collant bien à la théorie pour une diode PiN, on peut s'attendre à ce que ce soit le cas (éventuellement en mieux encore) avec une jonction b-e de transistor. Finalement, je ne sais pas à quel point la mesure est intéressante en dehors de quelques points permettant de caler le modèle. Connaissant la puissance dissipée dans le transistor, son spectre d'impédance thermique, et la relation Vf(T,If), il devrait être possible de directement calculer Tj. Ceci dit, c'est peut-être plus facile de mesurer

[bobflux]

> J'imagine que la réponse aux temps courts t'intéresse peu

En fait si, c'est ça qui m'intéresse. Disons de quelques µs à 100ms. Au-delà de 100ms on a l'inertie thermique du dos en cuivre du TO-247 qui est assez massif, et puis en audio on a rarement des fréquences en dessous de 10Hz, la puissance dissipée dans les transistors est pulsée.

C'est simple, si tu as un transistor de puissance en sortie dans un ampli en classe AB, avec comme charge un haut-parleur, donc inductif... Sur une charge résistive, quand la tension de sortie augmente, le courant augmente, mais le Vce baisse en même temps, donc le transistor de puissance est dans une situation relativement confortable au niveau "safe operating area". Par contre sur charge inductive, le courant est en retard sur la tension... donc en fonction de la fréquence et du déphasage, sur un signal sinus par exemple, le maximum de courant ne coincide pas avec le maximum de tension (et donc le minimum de Vce) mais il vient à un Vce plus élevé que sur charge résistive. Le pire cas étant un déphasage de 90° donc le max de courant arrive à tension de sortie nulle, où le Vce est égal à la tension d'alim. Donc les pics de puissance dissipés dans les transistors de sortie sont bien plus costauds avec une vraie charge inductive (haut-parleurs) qu'avec une résistance.

L'état de l'art en audio c'est : "ben tu testes et si ça fume pas c'est bon".

J'aimerais bien aller un peu plus loin et modéliser la Tj du transistor au cours du cycle pour bien voir ce qui se passe...

[invite03481543]

L'état de l'art en audio c'est : "ben tu testes et si ça fume pas c'est que c'est bon

Non ça c'est l'état de l'art des charlots... certes ils sont très nombreux mais ne pas mettre tout le monde dans le même sac
Il y aurait à dire sur ce sujet mais pas en 10mn.
Un autre jour, peut être ce WE.

[bobflux]

Je voulais dire en audio DIY bien sûr

Bon j'exagère un peu. Mais c'est pas évident de trouver des infos.