Détecteurs/indicateurs de consommation 230V~

[Tropique]

Hello,

Dans ce projet, je vais vous proposer une série de solutions à un problème courant (et récurrent sur ce forum): la détection de courant sur un seul fil d'une ligne alimentant une charge.

On peut être confronté à ce problème dans différentes situations, dont voici quelques exemples typiques:

• Lampe témoin pour un éclairage de grenier, de cave, de réduit, etc: souvent l'interrupteur ne comporte que deux fils, il faudrait aller chercher le neutre pour réaliser une indication "classique", ce qui n'est pas toujours très commode.
• Confirmation qu'un appareil est bien en fonctionnement: pompe automatique, résistance chauffante à thermo-contact intégré, etc.
• Report d'une alarme, par exemple pour savoir si un lampadaire équipé d'un détecteur IR passif intégré s'est activé.
• Dans le domaine industriel, également, par exemple sur des machines comportant un certain nombre de contacts de sécurité en série avec une commande: on peut ainsi être sûr que le ventilateur, l'électrovanne ou la résistance chauffante s'est effectivement mise en service.

Même dans les cas où une connection "classique", entre les deux pôles d'alimentation est possible, la détection de courant apporte un plus: facilité de mise en oeuvre, et certitude que la charge est bien alimentée.

A priori, le sujet ne mériterait pas sa place dans la section "projets": c'est plutot de la matière à schématèque. Mais, en plus des solutions habituelles et courantes, je vais proposer des circuits économiques et innovants, qui permettront d'élargir l'application du concept.


Examinons d'abord les solutions classiques et éprouvées. Il s'agit de pouvoir allumer une LED, visible ou IR (optocoupleur) lorsque du courant est consommé.

• La méthode la plus directe et la plus évidente est d'insérer une résistance shunt en série, et d'exploiter la chute de tension occasionnée: (a)
  Cette méthode a un certain nombre d'inconvénients, en particulier la chute de tension: pour un fonctionnement fiable, dans le cas d'une LED IR ayant un Vf de 1V, il faut au minimum que la tension de crête atteigne 1.5V, càd une chute de tension de plus de 1Veff. Si on ne consomme que 100mA, ce n'est pas très grave, avec 10A, cela devient malcommode.
  Avec une LED visible, ayant un Vf de 2V, c'est encore pire: il faudra atteindre 3V, donc plus de 2Veff de perdus. Ne parlons même pas de LEDs bleues ou blanches.
  Autre problème, la sensibilité à la charge: si celle ci augmente de 33%, le courant dans la LED sera doublé, et si elle diminue de 33%, il n'y aura plus de détection. Cela signifie que le calibrage en fonction de la charge est critique, et que la sensibilité vis à vis des variations de tension sera élevée. Plus les dispersions, la température..... Un vrai festival!
  On pourrait réduire la sensibilté, mais il faudrait accepter une perte de tension encore plus élevée. Pas vraiment LA solution de choix donc.
  
• Candidat suivant, le transfo de courant en (b)
  Sur un plan purement technique, c'est une solution beaucoup plus attractive: avec un transfo idéal, la puissance absorbée sera à peine plus élevée que celle nécéssaire à la LED, et il y aura une proportionnalité directe entre le courant dans la LED et celui échantillonné. Ce qui signifie que cette solution pourra fonctionner dans une plage plus large, et n'aura pas d'effet de seuil, comme avec la résistance.
  Il n'y a pas que des avantages cependant: un transfo est plus encombrant et plus coûteux qu'une résistance, surtout si c'est un "vrai" transfo d'intensité. On peut se contenter d'une solution plus légère, comme dans cet excellent exemple donné par gienas, mais on retrouvera alors une dépendance marquée par rapport au courant, à cause de la dominance de l'inductance magnétisante (normalement très élevée dans le cas d'un vrai T.I.). Ou alors, il faudra bobiner un nombre de spires rebutant. Et pour des puissances faibles, de 100W ou moins, ce sera difficilement utilisable à cause de l'inductance spécifique trop faible des noyaux courants
  Un autre avantage de cette solution est l'isolation du circuit d'indication par rapport au secteur.
  
• Plutot que de travailler en courant, on peut travailler en tension: (c)
  Il faut deux diodes supplémentaires, et les pertes en ligne sont plus fortes, mais on gagne pas mal d'avantages: on peut utiliser un transfo standard, de 0.5VA p.ex., et le montage est utilisable dans une large plage de courants, sans modification de valeurs.
  La chute de tension, de ~0.35V, reste presque constante en fonction du courant, et le transfo, utilisé bien en dessous de sa tension nominale, présente une impédance parallèle très élevée. Le courant dans la LED est défini par le rapport de transformation et la résistance ohmique des enroulements, et varie donc peu. On peut éventuellement utiliser un redresseur en pont en amont de la LED.
  On conserve également l'isolation de l'indicateur.
  
• Enfin (d) est presque identique, mais fait l'économie du transfo.
  Il faut donc à nouveau une chute de tension substantielle, typiquement 3Vbe pour une LED IR et 5 ou 6Vbe pour une LED visible. Cela peut s'obtenir en court-circuitant un pont redresseur par un nombre adéquat de diodes.
  Cette solution cumule les inconvénients, son seul avantage étant de pouvoir fonctionner dans une large gamme de courants, sans faire appel à un transfo.

Nous en avons terminé avec les méthodes "classiques", et dans l'épisode suivant nous commencerons à examiner des circuits plus "créatifs".

A suivre....
-----

[Tropique]

'

Avant de poursuivre, clarifions nos objectifs:

Nous souhaitons détecter le passage de courant, dans une large gamme, en perdant un minimum de tension, et en mettant en oeuvre des techniques aussi légères que possibles.

-une large gamme:
Ce que nous voulons est détecter la présence ou l'absence de courant, et non vérifier que ce courant se trouve dans certaines limites; cela pourrait se faire également, et pourra faire l'objet d'une sous-catégorie des circuits étudiés ici, mais l'objectif principal est de couvrir une plage aussi large que possible. Cela se justifie, parce qu'on ne connait pas nécéssairement le courant exact consommé par une charge, ou que ce courant pourra varier selon les conditions (une pompe p.ex.). Et si on veut controler l'allumage d'une lampe, on ne doit pas se soucier si c'est une lampe traditionnelle de 75W ou une CFL de 15W. Il est également plus simple de disposer d'un circuit unique "off-the-shelf", dont on sait qu'il fonctionnera entre 10 et 500W p.ex.

-Perdre un minimum de tension:
Il faut dissiper un minimum, parce que c'est du gaspillage, et parce que gérer l'échauffement est problématique. On ne veut pas non plus priver la charge d'une partie de sa tension.

-Des techniques légères:
Il faut quelque chose de simple, fiable, bon marché, d'un encombrement minimal et ne faisant pas appel à des composants spéciaux ou bobinés sur mesure.

Ces exigences excluent les solutions "classiques" vues précédemment.

L'architecture adoptée découlera directement de ces exigences.
Nous allons partir de deux diodes tête-bêche pour intercepter le courant: cela donnera une tension dépendant peu du courant, et minimale (les demi-diodes n'existant pas).
Comme la tension, de l'ordre de 0.7V, sera trop faible pour alimenter directement une LED, il va falloir un étage de conversion pour relever cette tension.
La première difficulté qui se présente est de "récupérer" la tension interceptée, pour alimenter le convertisseur.
Il faut l'équivalent d'un redressement/filtrage, mais avec une tension de source générée par le seuil d'une diode silicium, il semble irréaliste de faire cette opération avec des composants au Si. Ce serait un peu comme de se soulever soi-même en se tirant sur ses lacets de bottine. On pourrait envisager des diodes schottky, mais cela risque d'être laborieux: on va perdre environ 0.35V par diode.
Pour un redressement simple, on récupèrera 0.35V; avec un doubleur 0.7V; un quadrupleur 1.4V.... tout cela en supposant que les pertes ne soient limitées qu'aux diodes. C'est ce qui s'appelle ramer à contre-courant.

Il semblerait qu'il n'y ait pas de bonne solution. Et pourtant, avec des composants purement silicium et un peu d'astuce, il est possible de trouver une alternative.
Le redressement synchrone permet de faire mieux que des schottky, mais au prix d'une complexité appréciable et d'une tension d'alim auxiliaire suffisante.

Autosync montre une variante minimaliste, où la tension à redresser sert de tension de commande. Ce montage "auto-synchrone" est un peu l'intermédiaire entre une simple diode et un vrai redresseur synchrone. Le fonctionnement est particulièrement simple: lors des alternances positives, le transistor conduit et connecte le condensateur de filtrage à la source. Celle-ci est symbolisée par la tension AC et la résistance de 100ohms, qui font passer un courant de crête de 1A dans les diodes.
On constate que la tension Vout frôle de prés la tension de crête d'entrée.

On peut émettre deux objections à propos de ce circuit:

• Comment peut-on garantir les conditions de conduction du transistor? On lui applique 1 Vbe, il y a une indétermination: il pourrait ne pas conduire du tout (très peu en fait), normalement, ou avoir un courant de base excessif. La résistance R2 gère ce dernier cas.
  Pour le reste, on ne sait pas. Mais en fait, cela n'a pas vraiment d'importance: que Q1 fonctionne avec un beta forcé proche de 400 ou inférieur à 1, le circuit fonctionnera: le condensateur sera chargé à la valeur de crête de la source, et c'est finalement la seule chose qui compte.
• On remarque que la tension de sortie baisse entre les alternances; or, actuellement, il n'y a pas de charge de branchée.
  D'où provient le courant de décharge?
  Pendant l'alternance négative, le transistor subit une tension inverse, et le condensateur est branché sur la jonction base-collecteur, la polarisant faiblement en direct. On a donc un fonctionnement inversé, collecteur et émetteur intervertis.
  Dans ces conditions, le beta (inverse) est très faible, mais pas nul, ce qui suffit à créer un courant de (faux) collecteur.

Ces défauts ne sont pas une fatalité: on pourrait, si on le souhaitait, y remédier: AutoSync+ montre comment y arriver grâce à un NPN supplémentaire. La conduction est nettement plus franche, et pendant l'alternance négative, le courant de base est complètement coupé, il n'y a donc plus de décharge intempestive du condensateur de filtrage.
Il faut malgré tout se poser la question de l'opportunité d'une telle "perfection", en regard du supplément de complexité qu'elle requiert.
C'est un problème existentiel, que l'on va pour l'instant laisser en suspens.

A suivre.....

[mat64]

Tropique, tu es un génie.
C'est un problème auquel je suis confronté, sans arriver à trouver de solution satisfaisante. Je me suis contenté de la solution classique "d", seule vraiment acceptable à mes yeux pour des petites séries (pas de composants spéciaux), et qui offre quand même les avantages de simplicité-robustesse en s'adaptant à une large gamme de charges. Bon, la gamme est pas si large que ça : on trouve facilement des petites diodes 3A, mais 2-3 A sur un petit PCB confiné dans un petit boitier, ça chauffe... (2v x 3A = 6W)

Je suis bluffé par ta solution, et j'attends la suite avec impatience !

[Tropique]

'
Nous sommes déjà arrivés à "redresser" la tension, mais il reste encore quelques petits soucis: il va falloir exploiter cette tension, or elle est fort basse.
800mV, c'est mieux que rien, mais ce n'est pas encore un eldorado énergétique....

Notons qu'il est possible de faire des convertisseurs fonctionnant avec beaucoup moins que cela comme je l'ai démontré dans un autre projet, mais il faut bobiner un composant spécifique, ce que l'on souhaite éviter dans la mesure du possible.
Basic Cnv montre un convertisseur très classique à transistors complémentaires, adapté pour fonctionner en basse tension de manière libre, sans régulation. Celle-ci n'est pas nécéssaire, puisque le but étant d'alimenter une LED, la tension se trouvera naturellement limitée. Cet exemple démarre à environ 0.8V, et possède un rendement de l'ordre de 80% lorsqu'il est alimenté en 0.9V, et sort une tension de 12V.
Cela suffirait pour donner p.ex. 4mA à quatre LEDs blanches.

L'alimentation fournie par le circuit précédent risque d'être un peu étriquée pour ce convertisseur. Pour être plus à l'aise, il faudrait quelque peu l'augmenter.
Cela peut se faire assez facilement en exploitant l'autre alternance, à la manière d'un doubleur Latour. Pour cela, il suffit d'ajouter le même circuit que précédemment, en version miroir: ce qui donne Dual AutoSync.
On constate que l'addition des tensions, en magenta, approche 1.5V, ce qui devient très confortable.
On peut également faire une version "+", bien qu'ici cela se justifie encore moins qu'avant, vu les marges plus que confortables: Dual AutoSync+.


Par contre, ce circuit pourrait donner à réfléchir aux esprits vicieux:
Au fond, l'obstacle principal au fonctionnement à plus basse tension, c'est que la commande du transistor de redressement synchrone doit atteindre au minimum un Vbe. Mais dans le circuit, en fonctionnement, on pourrait disposer de plus que ce que ne fournit la source: il y a la sortie de signe opposé.

Donc pour résumer, si le circuit arrivait à démarrer, il pourrait fonctionner à une tension sensiblement plus basse que celle habituellement considérée comme Vbe.
Dual Autosync2+ montre la configuration.
Les choses deviennent vraiment interéssantes à partir du moment où l'en prend en compte le fait que la notion de Vbe est purement artificielle, et n'a pas d'existence physique: il y a juste une relation exponentielle entre le courant et la tension appliquée.
Il n'y a donc aucune valeur de tension sous laquelle le courant disparait complètement. D'habitude, cette subtile distinction est purement académique.
Ici, les choses sont différentes, et c'est du à la nature quelque peu "incestueuse" du circuit:
A chaque alternance, chaque moitié de circuit ajoute une charge microscopique à son condensateur respectif, mais cette charge va dépendre du montant déjà accumulé sur le condensateur opposé. Il s'agit donc d'un phénomène cumulatif, qui se construit à partir de "rien", et dont l'amplitude augmente exponentiellement. C'est un peu l'analogue du démarrage d'un oscillateur sinusoidal.
La simulation montre ce qui se passe si les diodes d'interception sont des schottky, permettant une tension de crête d'environ 0.45V: la tension augmente de plus en plus rapidement, jusqu'au moment où les choses s'emballent vraiment, vers 700ms.
Ici, pour abréger la simulation, on a un peu triché en partant de 100mV, mais le montage peut réellement partir de zéro, si on lui en laisse le temps, et si les courants de fuite sur les condensateurs ne sont pas excessifs. Il y a donc des limites pratiques, et il faut aussi que le convertisseur qui suivra ne présente aucun chemin résistif direct shuntant l'alimentation. Ce qui est réalisé implicitement dans la plupart des cas.

A suivre.....

[A voir en vidéo sur Futura]

[mat64]

ahah, le post que j'attendais tant...
bluffé par le Dual Autosync. le Dual Autosync2+ est trop compliqué à mon goût, même si la perspective d'utiliser des schottky est alléchante. Je reste à l'affût de tes posts ...

[Tropique]

'
Convertisseur alternatif
Dans notre "toolkit", nous avons déjà un convertisseur, capable de transformer la tension de l'ordre du volt récupérée de la ligne en quelque chose d'utilisable par une LED (ou même un montage électronique, transmetteur radio ou autre).
Ce convertisseur complémentaire n'est pas exactement un joyau, mais il remplit sa tâche, et peut s'accomoder bravement de variations dans les composants ou les conditions de fonctionnement.

Que demander de plus?

On peut essayer une alternative, cette fois ci non-complémentaire pour changer: voir N conv.
Dans cet exemple, il alimente une LED blanche, lui procurant un courant de 5mA. Son rendement est de 5 points inférieur à celui de son cousin complémentaire, il est par contre capable de démarrer environ 100mV plus bas, dès 700mV; cela est du au fait que la version complémentaire a ses transistors mis en série, et nécéssite 1Vbe+1Vcesat pour démarrer, contre 1Vbe ici.
Ce gain peut sembler négligeable, mais n'oublions qu'ici, nous flirtons avec le Vbe, et aucune amélioration, si petite soit-elle, n'est à négliger.
Il est d'ailleurs possible d'encore le "doper", si nécéssaire: voir N conv ULV.
Un condensateur parallèle est ajouté sur la self et définit une résonance marquée à une fréquence favorable au démarrage des oscillations, et le transistor Q3 est polarisé directement par R1, sans passer par D3 comme c'est le cas pour R2. Le résultat est un démarrage descendu à 600mV, mais au prix de plus de 15 points de rendement, qui passe sous les 60%; ce qui, vu l'application, n'est pas dramatique.
On remarque que dans ces convertisseurs, la polarisation du transistor principal se fait à partir de sa propre sortie. C'est en fait cet arrangement incestueux qui permet d'obtenir des caractéristiques décentes, inatteignables par des moyens plus orthodoxes. Mais comme disait Coluche:
"L'inceste ce n'est pas grave, tant que ça reste en famille"
Ce circuit permettrait par exemple d'exploiter directement la tension délivrée par le redresseur "Autosync" de base.

Mais ce n'est pas tout.

Avant d'examiner plus en détails ses autres potentialités, voyons un autre type de circuit, tout aussi incestueux (décidément...): DualAutoSyncB.
A nouveau, la tension de signe opposé est employée pour la commande de redressement synchrone. Ici, la "pompe" est amorcée grâce à des diodes schottky, qui suffisent à faire apparaitre une tension initiale de quelques dizaines de mV aux bornes des condensateurs de filtrage. Ensuite, les transistors prennent le relais, jusqu'à "l'accrochage" franc du système.
Comme on le voit, cette technique permet le démarrage avec moins de 400mV. Ce circuit pourrait être employé tel quel, avec les restrictions concernant les courants de fuite et de charge, mais il peut également servir d'inspiration.

Après tout, rien ne nous oblige à alimenter le convertisseur avec une tension continue. Pour une indication visuelle, un découpage à 50Hz est tolérable, et dans le cas d'un optocoupleur, un traitement en aval est possible.
On pourrait donc mettre directement le convertisseur aux bornes des diodes d'écrêtage; cela fonctionnera si ce sont des diodes au silicium. Avec des schottky, par contre, les 400 ou 500mV générés seront insuffisants....
...Sauf si on utilise le même "truc" que dans Dual AutosyncB, et que l'on réarrange quelque peu le circuit: voir Indic1.
Le condensateur de lissage C1 est mis au "positif", et sert également au démarrage du convertisseur, grâce à D1. Le courant de sortie n'est pas glorieux, mais il est suffisant pour éclairer une LED moderne, ou activer un optocoupleur. Il serait d'ailleurs possible d'optimiser les valeurs pour obtenir plus de courant, cela n'a pas été fait ici.

Ce circuit est donc très simple, possède des performances modestes, mais se contente de la chute de tension produite par des diodes schottky; il est donc peu énergivore.

A suivre.....

[Tropique]

'
Mais où va-t-on s'arrêter?....

Voici encore quelques alternatives.
Avant cela, des photos d'un proto réalisé presque identiquement à ce qui a été vu dans le message précédent: Proto 1 et 2. On peut voir que ce module, malgré qu'il ne soit pas réalisé en techno SMD, rentre facilement dans un morceau de gaine thermorétractable, ce qui permet de le loger à peu près partout. Il peut allumer sa LED blanche pour des courants compris entre 40mA et 2A AC.

La configuration suivante est le prolongement logique des redresseurs autosynchrones vus précédemment: il est possible de les utiliser pour copier des multiplicateurs de tension classiques, à diodes: voir Sync Quad.
Il s'agit d'un quadrupleur, qui permet d'obtenir environ 2V entre les terminaux V+ et V-. Ce serait suffisant pour alimenter directement une LED IR, sans passer par un convertisseur, mais c'est plus un exercice de style qu'autre chose: c'est à classer dans la catégorie "usine à gaz", et en plus, comme les tensions sont très faibles, on ne peut se permettre qu'une ondulation minime, ce qui exige des condensateurs d'une taille disproportionnée.
Il y a quelques dizaines d'années, il était possible de trouver des condensateurs ayant des tensions de service faibles, aussi basses que 1V, mais à l'heure actuelle, il semble qu'il soit difficile de descendre sous 6.3V ou à la rigueur 4V. Ce qui impose un certain volume.
Puisqu'il est question de condensateurs, c'est la transition idéale pour aborder le prochain chapitre.

Résumons nos désirs (ou exigences?):

• Nous souhaitons obtenir une chute de tension aussi élevée que possible, en dissipant le moins de puissance possible. Cela a l'air plutot contradictoire, et il semble que seul le transfo de courant soit à même de concilier les deux.

Mais l'électronique dispose d'un autre élément réactif: le condensateur. Il peut, en principe, créer une chute de tension arbitrairement élevée sans consommer de puissance (active). Voici donc....

Les shunts capacitifs:
Cap Shunt montre une possibilité simple: le shunt capacitif est réalisé avec deux condensateurs polarisés tête-bêche, pour tenir compte des limitations imposées par la technologie électrolytique, et la tension résultante est redressée par des diodes schottky. La chute de tension est de 2Vrms, ce qui permet de récupérer une tension DC de 2V. La puissance réactive est de 1.4VA, et la cause principale de dissipation sera celle des condensateurs eux-mêmes. Typiquement, à 50Hz, des chimiques à l'aluminium de qualité auront un d'environ 0.1, ce qui amène les pertes à ~0.14W. C'est mieux que ce que ne permettent des diodes, et permet d'éviter les complications des redresseurs synchrones et convertisseurs.
Tout n'est pas rose cependant, loin de là.
On va se retrouver avec des limitations comparables à celles d'un shunt résistif, à savoir la nécéssité de calibrer précisément le shunt en fonction du courant à détecter; ce qui risque d'être assez jouissif vu les tolérances des chimiques habituels.
En plus, tout électronicien normal éprouve une sensation de malaise diffus à voir ces condensateurs insérés dans le chemin d'un courant potentiellement élevé. Que se passe-t-il si les choses tournent à l'aigre?
Bref, c'est une solution qui doit être envisagée avec la plus grande prudence, après une bonne réflection, et une mûre évaluation des risques potentiels.
Il faut évidemment aussi que les condensateurs puissent tenir confortablement le courant d'ondulation qui va leur être imposé.

Si cependant l'on opte pour cette voie, on peut faire encore plus fort: en combinant condensateur et convertisseur, on arrive à des niveaux de perte réellement microscopiques: voir Cap Shunt HW.
Ici, plus de pont redresseur, un condensateur de forte valeur génère une faible chute de tension, décalée par une schottky parallèle, qui permet aussi de minimiser la polarisation inverse appliquée au condensateur.
Dans ces conditions, le condensateur est le siège d'une puissance réactive de seulement 300mVA, ce qui implique des pertes d'environ 30mW. La diode schottky quant à elle dissipe 18mW, ce qui amène le total à ~50mW.
Malgré ce record, le convertisseur fournit 15mA de crête à deux LEDs blanches, ce qui est plus que suffisant pour éclairer généreusement.
En dépit de ses performances, ce circuit est sujet aux limitations et caveat énoncés ci-dessus.
Avec malgré tout un aspect plus positif: D1 protège le condensateur en cas de surcourant négatif, et une protection équivalente pourrait être obtenue dans l'autre sens, en mettant deux diodes au silicium en parallèle en inverse. Et si le condensateur lui-même a une défaillance, ces diodes pourront reprendre le courant et éviter des dégâts. Ce qui est plus sécurisant.
Voilà, je pense avoir fait le tour du sujet.

Fin provisoire?

[mat64]

merci pour cette étude

je pense que je vais rester sur la brave solution à diodes (celle que tu appelais "solution classique d" dans le premier post), malgré ses inconvénients, pour 2 raisons :
- besoin d'une solution qui marche aussi en DC
- besoin de rester sur du faible encombrement en CMS (les capas de 1000 uF ça commence à faire gros)

mais au moins maintenant, je sais pourquoi...
je vais quand même garder le DualAutoSync dans ma schématèque, il m'a plu celui la...

[Tropique]

Avant de clôturer, quelques conseils:

Il est évident que dans leur contexte "normal", ces circuits sont reliés au secteur, et il faut donc observer toutes les précautions d'usage.
Pour le test et la mise au point, ce serait inutile et dangereux de les tester en "live".
Un transformateur 12V et une résistance de puissance peuvent parfaitement simuler les conditions d'utilisation, sans les risques et les inconvénients.

D'autre part, lorsqu'on utilise ces circuits, il faut faire preuve d'un certain discernement: plusieurs "blocs de fonction" ont été décrits, et il existe de nombreuses manières de les réaliser et de les combiner. Certaines fonctionneront plus ou moins bien, ou mal.

Prenons un exemple:
Si on réalise un convertisseur "musclé" pour bien faire briller les LEDs, mais qu'on le raccorde à un multiplicateur de tension trop chétif, avec des condensateurs sous-dimensionnés, et des résistances de base trop fortes, la tension va s'effondrer dès que le circuit sera démarré.
Même s'il n'y a pas de multiplicateur, comme avec "Indic", et que la charge à détecter est faible, p.ex. une lampe éco de 7W, soit 30mA, le problème pourra se poser: il est évident que si le courant moyen absorbé par le convertisseur est de 60mA, il y aura un souci.

Tout cela n'est que du bon sens, et va (en principe) sans dire, mais va parfois mieux en le disant....

Un petit dernier, pour la route:
"Indic" permettait de piloter une LED simplement, avec une chute de tension minimale. On pourrait cependant lui reprocher un fonctionnement demi-onde, haché à 50Hz.
Une solution pour y remédier est de construire un convertisseur "miroir", utilisant l'alternance de signe opposé.
"Tandem" montre comment y arriver: le deuxième convertisseur est branché en opposition, et une diode récupère la tension de sortie, également positive, pour l'ajouter à celle de l'autre moitié.

Un seul circuit de démarrage est installé, sur le positif. Lorsque la tension de sortie apparait, la partie miroir est également polarisée et peut démarrer à son tour.
C'est montré sur les oscillogrammes.

Cette fois, c'est bien la...

Fin.

[DomiM]

Bonjour,

Merci, je comprend pourquoi on a du mal à trouver des interupteurs à voyant pour va et vient sans le neutre mais que pensez vous de ce shéma ?

[mat64]

@DomiM : c'est ce que tropique appelle la "solution classique d" (voir schéma de son premier post.) Pas tout à fait car le schéma d de tropique utilise une diode de plus ce qui permet d'introduire la même chute de tension sur l'alternance positive et négative.

bref c'est le grand classique ; les solutions originales proposées par tropique permettent de réduire fortement la chute de tension (ce schéma introduit une chute de tension d'environ 2V, ce qui ne doit pas poser tellement de problèmes dans ton application).

[Tropique]

Me revoici pour compléter quelque peu le sujet.

Jusqu'ici, nous ne nous sommes intéressés qu'à la partie détection/échantillonnage du courant, et c'est assez normal: c'est bien ce qui est le plus délicat.
L'exploitation de la sortie semblait suffisamment triviale pour être passée sous silence. C'est bien entendu le cas pour une LED simple, mais il semble que l'interfaçage de l'optocoupleur pose des problèmes à certains, raison pour laquelle je vais également couvrir cet aspect.


L'information récupérée peut soit servir à créer un état logique, utilisé par un µcontroleur, un API ou un circuit quelconque, soit commander une charge, directement ou via l'intermédiare d'un relais.

Tous ces cas seront détaillés dans les exemples qui vont suivre.

La (petite) difficulté liée à la sortie opto, c'est qu'elle n'est pas continue: elle est hachée, généralement à 50Hz, parfois à 100Hz. Il serait parfois possible d'éliminer ce souci en amont, au niveau du convertisseur, mais ce ne sera généralement pas avantageux, il faudra un condensateur de forte valeur.
Il est donc plus simple de traiter le problème en aval, après le phototransistor.


Commençons par la commande de charges:

• A montre une variante à transistor bipolaire, bien adaptée à des charges de faible puissance comme la bobine d'un relais p.ex. Le gain du transistor limite le courant de sortie à une centaine de mA.
  Cela suppose que le courant de crête dans la LED de l'opto soit de 2mA au moins, et que le coéfficient de transfert soit >50%. Ici, le controle et la charge vont à des alimentations différentes, mais il va de soi qu'elles peuvent être communes également. Pour des tensions différentes de 5V, R3 peut être adaptée.
  
• B est le même circuit, version MOS. Pour du 5V, il faut un MOS à commande logique. Mêmes remarques que précédemment, mais ici, il n'y a plus de limitation à 100mA: le courant max dépend uniquement du MOS choisi.
  
• C est la variante à plus haute tension, qui ne nécéssite pas de MOS logique. Le diviseur R6/R8 conserve la tension de gate à une valeur acceptable.

Voyons comment générer un état logique:

• A est vraiment trivial, et convient lorsque l'entrée est munie d'une mise en forme qui lui permet de tolérer des flancs lents. C'est généralement le cas pour des entrées de µcontroleur.
  
• B est le circuit à employer lorsqu'on souhaite des états logiques francs, avec une transition propre et nette: un trigger de schmitt normalise le signal (ce pourrait être un CD4093, un 74HC14, etc).

Quelques remarques concernant ces exemples:
-Les composants et les valeurs sont donnés de façon purement illustrative, et de nombreuses autres références pourraient convenir.
-Tous les montages sont en logique positive, càd actifs quand du courant est détecté. Il est la plupart du temps facile d'inverser le fonctionnement en échangeant l'opto et sa charge.
-Toutes les précautions spécifiques à chaque charge s'appliquent: p.ex., les charges inductives doivent avoir leur protection contre les surtensions, diode ou autre.

[inviteed786115]

Bonjour,
ça marchera si je rassemble le pont de diode (montage d) dans le post 1 et le montage optocoupleur+trigger de schmitt ?

[Tropique]

Bonjour,
ça marchera si je rassemble le pont de diode (montage d) dans le post 1 et le montage optocoupleur+trigger de schmitt ?

En principe, oui. Quelles sont tes spécifications, quelle est l'application?

[inviteed786115]

Je dois réaliser un montage pour détecter le courant circulant dans une télé quand elle est en veille. Lors de la veille, je devrai avoir à la sortie du montage une tension qui est l'image de ce courant. Cette tension sera ensuite comparée avec un seuil pour commander un relais qui coupera l'alimentation de la télé. J'aimerais poser certaines questions concernant ce sujet :
1) le rassemblement de 2 montages dont j'avais parlé sera probablement adapté à cette application?
2) j'ai essayé de simuler sur PsPice ce rassemblement mais je ne sais pas il faut mettre quoi à la base du transistor de l'optocoupleur et à la sortie du trigger

[Tropique]

Il faudra mettre en parallèle avec le détecteur une résistance telle que la détection ne s'effectue que en marche, et pas en veille; p.ex. si le courant de veille est de 10mA, il faudrait fixer le seuil à 20mA pour avoir une marge.
Pour rester sous les 0.7V avec 20mA, il faut 35ohm =>résistance de 33ohm.
Mais en général, la différence entre veille et marche est importante, et on peut mettre encore moins pour une meilleure immunité.
La base de l'optocoupleur reste en l'air, et la sortie du trigger, c'est le signal de sortie, je ne sais pas comment tu le traites pour attaquer le relais.

[inviteed786115]

Bonjour,
J'ai fais un montage dans lequel on retrouve 2 petits montages de Tropique : détecteur du courant par un pont de diodes et l'optocoupleur.
Je souhaite qu'il détecte un courant de moins de 2mA circulant à travers la résistance R en faisant apparaître une tension de 0.5V à la sortie de l'optocoupleur. Pourriez vous me dire comment dimensionner ses composants pour tel but ?

[Tropique]

2mA, ça me parait très peu; on va faire le dimensionnement.

Il faut ajouter deux résistances: une en // pour définir le courant de déclenchement, et une en série pour protéger l'opto.
La valeur mini de la résistance série vaut (3-1.2)/0.05=36ohm, on prend 39ohm.

Pour la résistance //, on pourrait ne pas en mettre du tout, mais on sera tributaire du CTR de l'opto, ce qui n'est pas fameux.
On va réduire la dépendance en faisant passer 2x plus de courant dans le shunt, càd 1.333mA.
Comme la tension moyenne peut être estimée 1.333V, on obtient 1K.
Ce qui laisse 0.666mA moyen dans l'opto.
Pour le CNY17-1, le CTR >40%, le courant moyen de sortie sera de 270µA. A diviser par deux puisqu'on est en simple alternance, 135µA.
Puisque tu veux 0.5V sur R3 dans ces conditions, elle va valoir 3.7K, on prend 3.9K.

C'est le principe, tu peux l'adapter pour calculer d'autres valeurs, réduire encore la dépendance au CTR p.ex.

[inviteed786115]

Bonjour,
J'ai essayé avec vos valeurs et la simulation donne une tension à la sortie à l'ordre de 36nV ???
Dans le montage ci-joint, R1=82K pour simuler un courant de 2mA dans R1, j'ai du mettre R4 à la base du transistor de l'opto car PSpice m'autorise pas de mettre la base en l'air, du coup j'ai mis une résistance de forte valeur pour simuler la circuit ouvert.

[Tropique]

Il y a deux soucis:

Tu as été chercher des 1N3494 qui sont d'énormes diodes de 35A, et qui ont un Vf très bas à faible courant, à cause de leur surface de jonction très importante.
Il faudrait probablement rajouter une diode en série avec D10.

Et ta résistance de 10M à la base va foutre le b***l avec les faibles courants auquels tu travailles.
Il faut configurer ton simulateur pour qu'il accepte de travailler sans. Ou à la rigueur, tu mets une résistance de 10Gigaohm, ça perturbera moins.

[inviteed786115]

merci beaucoup, ça a l'air marcher !!!

[inviteed786115]

Rebonjour,
La simulation a bien marché et je voulais le mettre en pratique. Pourtant, j'ai remplacé des diodes D1N3494 par celles ultra rapides SF15 1A 300V (datasheet ci-joint) et ça ne marche pas : signal de sortie 40mV avec bcp d bruits sur l'oscillo. Vous pouvez m'éclairer pourquoi svp?

[Tropique]

Il semble que la statut de copyright de la PJ ne soit pas clair, je l'ai donc supprimée.

C'est une drole d'idée d'aller chercher des diodes ultrarapides pour ça, elles sont de techno épitaxiale, ce qui signifie un Vf très faible, de l'ordre de 0.4V à 1mA.
Il est probable que tu as un problème similaire à celui de tes 1N3494.
Il vaudrait mieux employer des 1N4007 à 5 cents, ça fonctionnerait beaucoup mieux.

Quoiqu'il en soit, si tu veux quand même que ça fonctionne avec ces composants, il faut empiler une ou plusieurs diodes supplémentaires comme pour ta simu.

[inviteed786115]

C'est un datasheet que j'ai trouvé sur le site de farnell.
Selon le datasheet, Vf = 1.3V (à 1A max), ce qui est aussi de même odre de grandeur que celle de 1N4007 (Vf=1.1V à 1A), je me dis qu'à 1mA, Vf de 1N4007 serait pas loin de 0.4V ? Vous pouvez m'exliquer le fait qu'elle "fonctionnerait beaucoup mieux" svp ?

[Tropique]

Le problème, c'est qu'un faible Vf est considéré comme une qualité, et la manière dont les datasheets le spécifient va dans ce sens.
Tu ne trouveras jamais de diodes ayant un Vf minimum garanti de 0.6V à 1mA.

Et les diodes épitaxilales sont meilleures que les autres, intermédiaires entre diodes "banales" et diodes schottky.
Avec des 1N4007, il y a déjà plus de chance d'en avoir une avec un Vf élevé...mais si tu tombes sur des très bonnes, tu n'es pas sorti de l'auberge.
Pour cette raison, et aussi parce que Vf diminue à T° élevée, il faut viser haut pour être sûr que ça marche.
Donc mettre autant de diodes que nécéssaire.