Cherche composant qui n'existe pas...

[invite6de5f0ac]

Bonsoir,

J'ai un joli montage (un double convertisseur tension-courant antilog si ça vous amuse) qui marche très bien sur Spice, mais qui demande 4 transistors NPN et 4 tranisitors PNP aussi bien "matchés" que possible.

Je veux dire, même r_BE, même h_FE, même I_CB0... et même température, donc sur la même puce. Rien que ça.

Je connais bien les HFA30xx, qui offrent plusieurs assortiments (5 NPN, ou 5 PNP, ou 3 NPN et 2 PNP, ou meme 6 NPN). Mais 4 NPN et 4 PNP je ne connais pas.

Si quelqu'un a une meilleure idée que de faire graver mes propres chips sur commande, je suis partant !

Merci d'avance.

-- françois

P.S.- En fait, pour bien faire, et avoir une meilleure précision, il me faudrait 6 NPN et 6 PNP. Tant qu'à rêver...
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[Tropique]

Hello

Une première remarque: dans un semiconducteur comme le silicium, il est impossible de fabriquer des transistors parfaitement complémentaires: un matching idéal n'est possible qu'entre transistors de même sexe.
Cela dit, si tu te contentes de l'approximation, il y a souvent moyen de s'en tirer en faisant des appariements croisés; je ne connais pas la topologie que tu utilises, donc je ne sais pas si c'est possible dans ton cas, ni comment, mais dans les circuits présentant des multi-symétries, c'est généralement possible. Cela permet de diviser par deux le nombre devant être matchés.
Motorola avait des arrays complémentaires dans le temps; peut-être que Freescale ou Onsemi les ont repris; c'était la série MPQxxxx ; j'ai en tête le 6502, mais il n'est que quadruple.
A+

[invite6de5f0ac]

Bonjour,

Merci Tropique !

Je sais bien qu'il n'est pas possible de matcher exactement des transistors de sexe opposé, et même entre transistors de même sexe c'est déjà pas évident. À moins de pouvoir s'offrir des "laser-trimmed" ajustés à la mimine (et au laser) après fabrication.

Pour info, les séries MPQ et MHQ ont bien été reprises par Freescale. Mais on n'y trouve que des quad du même type (NPN ou PNP), donc pas de mélange "bisexuel". Donc pas d'amélioration notable par rapport aux HFA...

Pour info encore, ci-joint mon circuit. C'est visible que le matching n'est pas aussi critique que ça: Q1 et Q2 (PNP) sont une paire différentielle montée en exponentiateur, les autres ne sont que des miroirs de courant. Le matching n'est donc requis que par paires. Dans la version "améliorée" (2ème schéma) les miroirs de courant "simples" sont remplacés par des Wilson, mais le principe reste le même.

Mon problème est que ce machin doit absolument rester imperturbable par rapport à la température (ambiante). Donc idéalement tous les transistors devraient être à la même température... dans la pratique on arrive à une bonne approximation en surchauffant un peu, c'est-à-dire en faisant circuler un courant relativement élevé (quelques mA au lieu des environ 100µA optimaux) de manière à ce que les variations de température deviennent négligeables devant la température de jonction. Mais alors on perd (beaucoup) en dynamique de sortie, et moi il me faudrait au moins 3 décades...

Merci encore.

-- françois

[Tropique]

Pour info, les séries MPQ et MHQ ont bien été reprises par Freescale. Mais on n'y trouve que des quad du même type (NPN ou PNP), donc pas de mélange "bisexuel". Donc pas d'amélioration notable par rapport aux HFA...

Le 6502 est complémentaire:
http://pdf1.alldatasheet.com/datashe...A/MPQ6502.html

Mon problème est que ce machin doit absolument rester imperturbable par rapport à la température (ambiante). Donc idéalement tous les transistors devraient être à la même température...

Le fait de mettre tous les transistors à la même T° n'est une condition ni nécéssaire ni suffisante à la stabilité.
Sans compensation (avec une thermistance, p.ex.), le facteur d'échelle sera affecté d'une dépendance à la T° absolue à cause du facteur kT/q qui intervient dans l'équation de la jonction (soit 0.3%/°K environ).
D'autre part, le groupe Q5 Q6 Q10 pourrait sans problème être à une T° différente de Q7 Q8 Q11.

dans la pratique on arrive à une bonne approximation en surchauffant un peu, c'est-à-dire en faisant circuler un courant relativement élevé (quelques mA au lieu des environ 100µA optimaux) de manière à ce que les variations de température deviennent négligeables devant la température de jonction

Ce n'est pas le cas: 1°C d'écart à 25 °C est la même chose que 1°C d'écart à 85 °C; il n'y a pas de proportionnalité.

Par rapport à ton schéma voici quelques suggestions:
Pour égaliser les conditions de fonctionnement de Q1 et Q2 (Vce), supprimer R1.
Entrer sur la base de Q2 pour réduire les variations parasites du courant de référence fourni par R2.
Inclure des résistances dans les émetteurs de Q10 Q5 Q7 Q8 pour réduire l'effet des delta T et mismatches entre transistors, et pour augmenter l'impédance de sortie des sources de courant.
Suggestion plus radicale, puisque tes sorties sont unipolaires, l'une entre Vcc et masse et l'autre entre Vee et masse, pourquoi ne pas se passer complètement des miroirs de courant et sortir directement sur Q2 Q9? Eventuellement avec un transistor supplémentaire pour cascoder la sortie de Q2, pour symétriser les conditions.
En ce qui concerne le groupage minimal: Q1/Q2, Q3/Q4, Q10/Q5, et Q7/Q8. Q9, Q6 et Q11 peuvent être des transistors isolés.
Autre suggestion, encore plus radicale, pourquoi ne pas utiliser le circuit classique à AOP qui permet d'arriver à 6 décades dans un fauteuil?
A+

[A voir en vidéo sur Futura]

[invite6de5f0ac]

Bonjour Tropique, et merci de ta réponse.

Avant de te répondre, j'ai pris le temps de pas mal de simulations, et j'aboutis (en gros) aux mêmes conclusions que toi. Manifestement tu as tout de suite compris ce que faisait le montage, je te félicite, ce n'était pas évident au départ!

En fait, le but de la manip' est d'avoir deux courants aussi symétriques que possible, (en OUT1 et OUT2) commandés exponentiellent par une tension IN. J'ai reproduit tel quel le schéma de Osamu Oshuyama, un japonais frappadingue, spécialiste des montages non conventionnels, par exemple utiliser les quelques microvolts de comportement linéaire d'une porte CMOS pour l'utiliser comme un ampli-op.

L'objet est de fabriquer un VCO pour synthé audio, le schéma usuel (intégrateur suivi de comparateur monostable style LM331) présente de monstrueux glitches à chaque commutation. J'espérais qu'en évitant une décharge brutale du condo (de l'intégrateur) on éviterait ça. Raté, la commutation entre les deux sources de courant donne exactement le même glitch...

Alors; d'accord pour la remarque sur R1. Il est très largement préférable de la remplacer par une source de courant, ne serait-ce qu'un simple NPN. J'avais été surpris par l'absence d'un ampli-op "servo" habituel danns ce genre de chose, mais ce n'est qu'un prototype...

La sortie sur R3/R4, c'est parce que SPICE ne supporte pas qu'on laisse des broches "en l'air". Je ne me suis mis à la simulation que tout récemment, et il y a sûrement un meilleur moyen pour simuler des sources de courant. Et en plus, dans le doute, je mets toujours 10k, alors que 1k ou 2k seraient plus appropriés pour des 2N2222/2N2907, que je prends uniquement parce que ce sont les premiers sur le menu.

D'accord aussi sur le matching: le facteur kT/q est essentiel. Mais il ne joue qu'au deuxième ordre... L'usage dans ce genre de choses est de laisser le circuit "en chauffe" pendant 10 à 15 minutes avant utilisation, histoire que les jonctions atteignent leur température de croisière. Et il n'est pas trop difficile de faire une compensation active, multiplier la tension de commande par un coeff proportionnel à T, par exemple avec une cellule de Gilbert.

Pour le matching: seule l'erreur relative m'importe; donc 1°C à 25°C ou 85°C n'est pas la même chose. Et je bricole les paires différentielles et les miroirs de courant depuis suffisamment longtemps pour ne pas être gêné par des gains différents dans les deux transistors. Juste un problème de calibrage. Pénible, oui.

Le seul vrai problème est que la paire Q5/Q6 ait exactement le même gain que Q7/Q8. Et lç, il n'y a oas d'ajustement possible...

Merci encore,

-- françois

P.S. - Dans mon 2ème schéma j'ai mis des miroirs de Wilson. C'est pour la beauté du geste, en réalité ça n'apporte absolument rien!

[Tropique]

Alors; d'accord pour la remarque sur R1. Il est très largement préférable de la remplacer par une source de courant, ne serait-ce qu'un simple NPN. J'avais été surpris par l'absence d'un ampli-op "servo" habituel danns ce genre de chose, mais ce n'est qu'un prototype...

La valeur optimale de R1 est 0 ohm, pas une source de courant ou quoique ce soit d'autre.

La sortie sur R3/R4, c'est parce que SPICE ne supporte pas qu'on laisse des broches "en l'air". Je ne me suis mis à la simulation que tout récemment, et il y a sûrement un meilleur moyen pour simuler des sources de courant. Et en plus, dans le doute, je mets toujours 10k, alors que 1k ou 2k seraient plus appropriés pour des 2N2222/2N2907, que je prends uniquement parce que ce sont les premiers sur le menu.

Je ne parle pas de R3 R4, mais bien d'éliminer complètement les miroirs de courant et de sortir sur les collecteurs de Q2 et Q9. La dynamique de sortie est similaire et les soucis de symétrie de gain entre les miroirs disparaissent par la même occasion.

D'accord aussi sur le matching: le facteur kT/q est essentiel. Mais il ne joue qu'au deuxième ordre... L'usage dans ce genre de choses est de laisser le circuit "en chauffe" pendant 10 à 15 minutes avant utilisation, histoire que les jonctions atteignent leur température de croisière. Et il n'est pas trop difficile de faire une compensation active, multiplier la tension de commande par un coeff proportionnel à T, par exemple avec une cellule de Gilbert.

La température intervient au premier ordre: chaque fois que l'ambiance varie de 3°, la sortie varie de 1%, indépendemmant de la T° absolue ou du temps laissé pour l'équilibrage. Celui-ci va jouer essentiellement sur les offsets, pas le facteur d'échelle. C'est vrai qu'une compensation active est possible, mais elle sera aussi complexe que le circuit lui-même.

Pour le matching: seule l'erreur relative m'importe; donc 1°C à 25°C ou 85°C n'est pas la même chose. Et je bricole les paires différentielles et les miroirs de courant depuis suffisamment longtemps pour ne pas être gêné par des gains différents dans les deux transistors. Juste un problème de calibrage. Pénible, oui.

A courant égal, 1° à 25 ou 85°C ambiants représente p.ex. un delta V de 2mV. Comme le Vbe à 85°C sera de 120mV plus bas qu' à 25°, l'erreur relative sera pire qu'à 25°.

Pour récupérer un triangle avec un minimum de glitches, la meilleur technique est celle qui était employée dans les géné de fonction discrets: deux sources de courant en push-pull, une permanente à I et l'autre commutable à 2I, commandée par un trigger ou comparateur, raccordées à un condo relié à la masse.
I et 2I peuvent être commandés par un convertisseur exponentiel de précision.
Si le circuit est réalisé proprement, le triangle de sortie peut être idéal, il suffit d'un buffer à gain unité pour le récupérer.
A+

[invite6de5f0ac]

Bonjour Tropique, et merci de tes observations.

J'ai bien fait de prendre un break de quekques jours, je me rends compte que j'ai écrit pas mal de bêtises...

Pour R1, oki: zéro ohms. En fait il semble qu'on peut mettre presque n'importe quoi, alors autant que ça ne coûte rien... Plus sérieusement cest un mauvais réflexe que j'ai, je n'aime pas laisser une paire différentielle sans rien dessous.

Supprimer les miroirs de courant, d'accord aussi, mais alors ce n'est plus le même circuit! Mon but était au départ de tester le dessin d'Oshuyama.

Température: oui, c'est kT/q qui commande. Mais on sait assez bien le maîtriser, au prix d'une compensation active assez compliquée il est vrai. Ce qui n'est pas le cas du courant I_S.

Enfin bon, au total ce circuit est inutilement compliqué et pas très performant, pour ce que j'en espérais au moins. Mais ça ne coûte rien d'essayer, surtout en simulation...

Cordialement,

-- françois