Instabilité d'une source de courant à AOP

[invite9792dd1e]

[débutant]

Bonjour,

Je bricole un déchargeur d'accu NiMh à courant constant pour mesurer leur capacité, piloté par un uC.

Mon montage (schéma joint) est instable. Je n'arrive pas à le stabiliser, à part avec une grosse capa chimique (genre 1000uF) entre la masse et la base d'un des transistors. Cette "solution" manque de subtilité.

Les AOP sont des MCP6044, prétendument stables à gain unitaire. J'ai aussi essayé avec l'AOP du peuple (LM324), mais c'est à peine mieux, et je suis gêné par les limites de ce composant ( U3 ne descend pas à 0V lorsque V2-V1 est faible, car il ne sait pas absorber de courant en dessous de 0,7v)

Peut-être que ma boucle de contre-réaction est un peu trop "longue" ?

En mettant le shunt Rs entre la masse et l'émetteur du BD135, ma mesure d'intensité serait directement référencée au 0V, et je pourrais simplifier fortement en éliminant U2 et U3.
Toutefois, je souhaite laisser Rs à cet emplacement pour diverses raisons que je peux détailler (extension du montage ultérieure)

Mais surtout, j'aimerais comprendre pourquoi le système entre en oscillation, alors que le débutant que je suis ne voit pas d'élément positif dans la chaîne de contre-réaction.

Merci d'avance pour votre avis,
-----

[paulfjujo]

bonjour,

Il me semble que ton retour de contre reaction est en phase au lieu
d'opposition de phase
Ton vecteur i (r de 1 ohms) est dans le mauvais sens si on parle de sens electronique
si U cde augmente, U feed back augmente => oscillation
et il faudrait aussi limiter la bande passante de l'ensemble
filtre passe bas.
Me trompes-je ?

[invitea3c675f3]

Plus compliqué, tu sais pas faire ?

Essaie ça :

[Antoane]

Bonjour et bienvenu,

Il me semble que ton retour de contre réaction est en phase au lieu d'opposition de phase

Oui, mais arrive sur l'entrée inverseuse de U1.

Ton vecteur i (r de 1 ohms) est dans le mauvais sens si on parle de sens électronique

Pourquoi ? on a bien : V2>V1

si U cde augmente, U feed back augmente

c'est le principe de l'asservissement : U feedback augmente jusqu'à rejoindre Ucmde.

Par sûr que ça résolve le problème, mais ajoute une résistance entre base et émetteur des 2 transistors.
Et, comme proposé, un filtre passe-bas dans le boucle de CR.


PS : quelle fréquence, les oscillations ?

[A voir en vidéo sur Futura]

[Tropique]

Le circuit n'est pas un modèle d'élégance, mais pour le faire fonctionner, il faut le compenser en fréquence.
Un AOP est stable tant que ce qu'on met dans la voie de contre-réaction a un gain <1 et une phase <90°, ce qui n'est sûrement pas le cas ici.
Le plus simple est de mettre un pôle dominant sur U1, avec une résistance dans l'entrée - et un condo entre sortie et entrée -.
La constante de temps doit être suffisamment basse par rapport au retards parasites dans la boucle, sans ralentir le fonctionnement de la régulation, quelque chose comme 1ms.
Il faudra probablement aussi une petite résistance en série avec le condensateur, pour éviter de faire un oscillateur phase-shift aux fréquences plus élevées.

[invite9792dd1e]

Merci à tous ceux qui ont pris le temps d'étudier ma question.

Ce montage n'est certes pas élégant, mais mon objectif est d'ajouter une fonction de charge de l'accu, également en courant constant piloté par un microC.

Pour ne pas passer pour un dangereux psychopathe névrosé amateur de complexité inutile, je vais quand même expliquer comment j'en suis arrivé là.

J'avais commencé avec un montage du style de l'image jointe.

ça marchait très bien pour la décharge, mais beaucoup moins bien pour la charge, pour plusieurs raisons :


1) Arrêt de la charge.
La tension de sortie d'un LM324 s'arrête à environ 1,4V en dessous de la tension d'alim, donc impossible de bloquer T1 de manière franche.

J'ai bêtement mis un AOP rail-to-rail. Toutefois, je n'étais pas trop satisfait : il doit quand même être possible de concevoir un chargeur/déchargeur avec des AOP de base !


2) Fluctuation de la tension d'alim et mesures de courant/tension.
Je prévois d'alimenter au choix par un port USB, ou bien avec une source plus puissante pour charger jusqu'à 1A.
Avec une alim USB, dès qu'on dépasse 200 ou 300 mA, le 5v délivré par le port USB chute de plusieurs dixièmes de volt (chez moi).

Quand la tension de référence n'est pas bien régulée, il devient impossible de mesurer la chute de tension dans Rs1 avec le CAN du micro-contrôleur, et donc de connaître le courant de charge.
Idem pour la tension aux bornes de l'accu.
J'ai donc configuré le CAN sur une référence 3,3V interne au microC. Ceci nécessite de trouver un point de mesure du courant de charge ayant une tension inférieure à 3.3V, et si possible indépendante des défauts de régulation de la tension d'alim.


3) Création d'une tension négative.

Il est délicat d'insérer une résistance de shunt entre la masse et le "moins" de l'accu. (non représenté sur mon schéma).
En mode charge, c'est un bon moyen de mesurer le courant , mais si on passe en mode décharge, cela crée une tension inférieure au 0V du montage, et un LM324 n'aime pas du tout voir une tension inférieure à son 0V (phénomène "phase reversal").

J'ai passé un certain temps à chercher un schéma qui tienne compte de toutes ces contraintes, et je n'ai rien trouvé de moins laid que mon premier post. Et encore, je vous ai épargné un AOP supplémentaire qui fait la valeur absolue V2-V1 (avec dexu diodes). Il est nécéssaire pour mesurer le courant à la fois en charge et en décharge.
De toute manière, l'instabilité appareît même sans cette fonction valeur abs.

Désolé pour la longueur de l'histoire, mais si quelqu'un connait un meilleur schéma, qu'il me donne quelques indices !

En attendant, je vais me replonger davantage dans la théorie sur la stabilité d'une contre-réaction, comprendre ce que veut dire "pôle dominant" et ensuite expérimenter les conseils de Tropique, probablement aussi pertinents que sa signature...

[bobflux]

Pour la charge, si tu convertis de 5V à 1.2V il y a une montagne de chargeurs à découpage intégrés, à un prix ridicule. Ce n'est même pas la peine de se poser la question.

Pour la décharge, le mini schéma que tu viens de poster est très bien...

[Tropique]

On peut toujours compenser n'importe quelle chaine de traitement, aussi longue et complexe soit-elle, mais en général, un contrôle aussi direct que possible est de loin préférable.

Les composants sont un peu comme les êtres humains: il existe mille et une manière de les combiner, juxtaposer, emboîter, etc: il faut juste se montrer un peu créatif.
Voici un exemple de mesure de décharge avec le shunt dans le négatif, sans alimentation négative ou circuit spécial, et un autre de commande du circuit de charge au positif avec une tension référencée au négatif, à nouveau sans circuit spécial.
Ce sont des exemples non-limitatifs.

[invite9792dd1e]

En adapatant un peu les exemples de Tropique, j'ai fini par trouver une solution.
je laisse le schéma de l'ensemble de mon chargeur-capacimètre pour la postérité, et aussi pour recevoir d'éventuelles suggestions d'amélioration ou de simplification.

Ce montage est conçu pour un seul accu 1,2V.

Commentaires et notes personnelles :

IC1A => transforme le PWM issu du micro-Controleur en consigne de décharge
IC1B => régulation courant décharge
D2 et R18 => Garantissent que le courant de décharge reste nul en saturant IC1B même si la sortie de IC1A est positive de quelques mV.

IC2A => transforme le PWM en consigne de charge
IC2B => L'impédance d'entrée de IC2C étant trop faible, évite de déséquilibrer le diviseur R21/R14.
IC2C => Régulation courant charge
D1 et R24 => IC2B travaille en absorbtion de courant, sa sortie ne peut pas descendre sous 0,7V environ, c'est un défaut du LM324. La diode décale l'entrée de IC2C, et R24 aide à baisser la sortie de IC2B. Sans ça impossible d'annuler le courant de charge.

l'AOP seul suffit à saturer le NPN de décharge mais pas le PNP de charge. Je ne sais pas trop pourquoi. Soit le PNP a besoin d'un courant de saturation plus élevé, soit le LM324 est moins efficace pour absorber du courant que pour en émettre.

IC1C mesure le courant dans l'accu. Je profite d'une référence de tension 3,3V disponible sur ma carte uC (le célèbre Ard**no) pour décaler le zéro et mesurer un courant indifféremment positif ou négatif. Sinon une Zener ferait l'affaire aussi.

La valeur de MES_I correspondant à un courant nul est mesurée au démarrage par le uC.

MES_U doit être corrigée de MES_I par logiciel.

VCC est fournie entre 3 et 3,5V par un module DC-DC à découpage à base de LM2596 acheté sur ebay directement depuis la Chine
On limite ainsi la dissipation thermique dans Q3. ça passe facilement jusqu'à 800 mA sans radiateur. Au dela, les résistances chauffent trop, il faudrait mettre des valeurs plus faibles.

Cela évite aussi de faire chauffer le régulateur linéaire 5V de la carte uC qui alimente tout le montage.

Il y a 3 shunts (R23, R20 et R3+R4). J'aurais pu surement simplifier, et enlever R20, mais ce système évite de compter les courants Ib de Q3 et Q4, ce qui serait le cas si on mesurait I sur les autres shunts.

J'ai ajouté une sonde de température LM335 non représentée pour détecter la fin de charge.

[Tropique]

Merci de poster un retour, il est rare que cela arrive, malheureusement.

Quelques remarques:

D2 et R18 => Garantissent que le courant de décharge reste nul en saturant IC1B même si la sortie de IC1A est positive de quelques mV.

Ces composants atteignent peut-être leur but, mais le remède est très violent.
Le décalage de 0.5 à 0.6V, dépendant de la T° en plus, est loin d'être négligeable par rapport à la tension du shunt, et va ruiner la précision.
Il serait préférable de remplacer D2 par une résistance, calculée pour quelques dizaines de mV au max.
Ce sera beaucoup plus faible, indépendant de la T°, et suffisant: le LM324 a un résidu très faible quand la sortie est chargée par une résistance vers Vee, comme c'est le cas ici (par R2 R3).

IC2B => L'impédance d'entrée de IC2C étant trop faible, évite de déséquilibrer le diviseur R21/R14.

Ici, il y a un peu le même problème, mais dans le mauvais sens: R27 R28 vont injecter du courant dans IC2B, ce qui va augmenter le résidu.
Mais mettre une diode de l'autre côté reste malgré tout violent même s'il faut faire quelque chose.
Pour résoudre le problème sans compromettre la précision ni la stabilité, je vois deux solutions:
La simple consiste à mettre aussi une diode en série avec R27.
On n'aura rien gagné, sauf si on travaille à un courant très différent: en mettant R27 et R28 à 100K p.ex.
La tension de la diode de la sortie sera plus faible, et le courant injecté aussi.
Ce ne sera pas absolument parfait, le coéff de T° sera non-nul à cause des densités de courant différentes, mais ce sera déjà bien compensé.

La solution complète consiste à prendre la tension sur D1 comme 0V local de IC2B, et câbler celui-ci en ampli différentiel dont la tension de sortie est référencée à la diode.
L'avantage, c'est qu'il n'y aura aucune erreur, et que l'ampli aura largement assez de marge en sortie, mais il faut faire quelques calculs, et ajouter quelques résistances.

l'AOP seul suffit à saturer le NPN de décharge mais pas le PNP de charge. Je ne sais pas trop pourquoi. Soit le PNP a besoin d'un courant de saturation plus élevé, soit le LM324 est moins efficace pour absorber du courant que pour en émettre.

Je ne sais pas, mais ce montage est un peu risqué: il vaudrait mieux mettre R15 dans l'émetteur de Q2, et lui donner une valeur "sûre", sinon en cas de souci de soft ou d'absence de batterie, ça va fumer.
Et R16 devient alors inutile.

[invite9792dd1e]

Merci de poster un retour, il est rare que cela arrive, malheureusement.

C'est la moindre des choses quand on recoit gratuitement et rapidement des conseils de qualité, exprimés dans un français plus que correct.

Il serait préférable de remplacer D2 par une résistance, calculée pour quelques dizaines de mV au max.

Ok. Je l'ai ajoutée sans trop réfléchir, par symétrie, après avoir mis la diode D1 côté charge. En pratique elle est presque inutile, ça fonctionnait plutot bien sans elle ...

Mettre une diode de l'autre côté reste malgré tout violent même s'il faut faire quelque chose.
Pour résoudre le problème sans compromettre la précision ni la stabilité, je vois deux solutions:
La simple consiste à mettre aussi une diode en série avec R27.

La dérive en température est dans l'absolu gênante, mais finalement pas tellement pour un chargeur d'accu. je ne construis pas un ampli audio ou un appareil métrologique de précision. Le but final est d'intégrer I ou U.I sur un cycle de charge/décharge, ou d'estimer l'impédance interne à la décharge en faisant varier I et en mesurant deltaU/deltaI. La seule chose importante est la précision des mesures, limitée par le CAN du uC et les diverses imperfections des AOP et de la tension de référence 3V3.


A la limite, je pourrai toujours implémenter une petite compensation des dérives de I dans le logiciel si c'est problématique à l'usage.
Pour la même raison, l'offset sur la commande n'est pas gênant non plus.

Mais je reconnais que ça manque de classe.

La fonction charge n'est là que pour s'assurer que la session de mesures débute sur un accu réellement plein. Au quotidien, j'ai un chargeur du commerce qui les traite par 2 ou 4.

La solution complète consiste à prendre la tension sur D1 comme 0V local de IC2B, et câbler celui-ci en ampli différentiel dont la tension de sortie est référencée à la diode.

Si je comprends bien ( j'ai un doute...) , cela implique que les 4 AOP d'un LM324 auront tous leur 0V décalé.
Il faut donc que je réaffecte les AOP, et que je me limite à 4 AOP ayant besoin d'atteindre le vrai 0V en entrée ou en sortie, si je ne veux pas ajouter un CI supplémentaire.
A part IC1D, il me semble que cela ne va pas fonctionner pour les autres.

Je ne sais pas, mais ce montage est un peu risqué: il vaudrait mieux mettre R15 dans l'émetteur de Q2, et lui donner une valeur "sûre", sinon en cas de souci de soft ou d'absence de batterie, ça va fumer.
Et R16 devient alors inutile.

L'expérience a montré que ça ne fume pas : Vcc étant à moins de 3.5V, la puissance dissipée par Q2 reste dans les limites du raisonnable compte tenu de la chute de tension dans R23, R15 et Vbe(Q3).
Initialement, j'avais mis R15 dans l'émetteur de Q2, mais le Ib de Q3 n'était presque pas amélioré par rapport à une connexion directe, sans darlington. Avec R15 dans le collecteur, ça fait une différence pour bien saturer Q3, encore un fois à cause du résidu du LM324.

Puisque tu parles de fumer, je suppose que le vrai danger est la situation où Q3 et Q4 sont passants en même temps. A vue de nez, sachant que R4/R5 sont des 1ohm, on aura un pic d'au moins 2A avant destruction d'un ou plusieurs composants.
Y a-t-il une astuce pour protéger le circuit sans ajouter trop de composants ? Compte-tenu de ce que j'ai dit plus haut, cela peut se faire au prix d'une perte de précision ou de linéarité.

J'ai aussi des difficultés à imaginer les conséquences d'une inversion de l'accu. Et je n'ai pas encore essayé, même par erreur.
Evidemment, pas question de mettre une diode en série !

[Tropique]

Si je comprends bien ( j'ai un doute...) , cela implique que les 4 AOP d'un LM324 auront tous leur 0V décalé.

Non, cela ne concerne que que IC2B (qui ne serait plus câblé en simple suiveur).
Mais si la précision de la charge n'est qu'accessoire, c'est probablement secondaire.

Initialement, j'avais mis R15 dans l'émetteur de Q2, mais le Ib de Q3 n'était presque pas amélioré par rapport à une connexion directe, sans darlington. Avec R15 dans le collecteur, ça fait une différence pour bien saturer Q3, encore un fois à cause du résidu du LM324.

Il faudrait analyser tout ça en profondeur (ce que je n'ai pas fait), mais lorsque les limitations d'un IC générique comme le 324 deviennent trop encombrantes, il ne faut pas hésiter à opter pour quelque chose de plus moderne.
Ce sera plus cher, mais peut-être pas plus que tous les work-around nécéssaires pour faire fonctionner un 324 envers et contre tout.
Ceci dit, je comprends la démarche, il y a une infinité de sources possibles entre autres, mais des quad rail-to-rail existent maintenant chez tous les fondeurs, donc si le prix est globalement comparable, il ne faut pas s'em*r à faire des prouesses inutiles.

J'ai aussi des difficultés à imaginer les conséquences d'une inversion de l'accu. Et je n'ai pas encore essayé, même par erreur.

Pour Q3, les choses vont bien se passer: il sera polarisé à l'endroit, il verra juste une dissipation augmentée, ce qui est facilement gérable.

Pour Q4, en l'état, ce sera désatreux: le collecteur va jouer le rôle d'émetteur, et avec la faible résistance R6, les courants ne seront pratiquement pas limités.
Pour le protéger, il faudrait augmenter R6 au maximum compatible avec le fonctionnement normal, le faible beta inverse fera le reste.