Dimensionnement hacheur half-bridge

[jojo150393]

Bonjour à tous,
pour m'exercer sur l'art des alimentations à découpage, j’étudie le design d'une alimentation 50W off-line en m'appuyant sur le livre "Practical switching power supply" qui est, certes, assez ancien mais possède l'avantage d'avoir plusieurs exemple de design "step-by-step" et permet de bien comprendre comment dimensionner les éléments d'une telle alim. Mais voila, l'auteur a eu la fâcheuse tendance de faire apparaître des valeurs sortie de son chapeau et je n'arrive pas forcément à tout retrouver, c'est pourquoi j'ai besoin de votre aide.

Cahier des charges:
Entrée : 115Vac
Sorties : 5V/5A, +12V/1A et -12V/1A

Schéma du rectifier:
Rectifier.JPG

Schéma du hacheur:
Half-bridge.JPG

La première question concerne le calcul de la tension min et max en entrée du redresseur:

Vin(low)= 1.414*2*(90 Vrms) - 25 Vripple = 230 V DC
Vin(high) = 1.414*2*(130VRms) - 25 Vripple = 343 V DC

Avec Vin(AC) = 115V et le redresseur est en doubleur.
Je ne comprend pas à quoi correspond la tension Vripple et pourquoi prendre 25, si jamais quelqu'un à une idée ?

Ensuite, le problème concerne le calcul du nombre de spire au primaire du transfo:

Npri = (Vpri(nom)*10^8)/(4*f*Bmax*Ac)

Ici, l'auteur prend en Vpri(nom) = 281/2, je ne comprend pas pourquoi il divise par deux ici...

Ensuite, pour calculer le seconde, il calcul d'abord la tension minimal en effectuant ce calcul:

Vout+Vd/duty_cycle_max

Avec Vout = 5v; Vd = 0.5 et duty_cycle_max = 0.95.
Comment on sait à l'avance quelle va être le rapport cyclique à cette étape et pourquoi prendre 0.95% ? D'autant plus qu’après avoir calculer le secondaire, on trouve un tension de 7.2V ce qui donne un rapport cyclique de 5/(7.2-0.5)=0.75 ce qui n'est pas du tout pareil.

Avant dernière question (c'est bientôt finit ):
Pour dimensionner la mutuelle inductance en sortie, il applique cette équation:

Lmin = Vout(max)*Toff(max)/(1.4*Iout)

Mais voila, il prend Vout(max) = 8.3V et impossible de comprendre d'où il vient. Je pensais que c'était quand l'entrée du rectifier était max soit 343V mais ça nous donnerais 343/2*2/32=10.7V.


Voila, il y a beaucoup de question mais j'espère que ça découragera pas tous le monde. Merci bien et si j'ai oublié des infos, n'hésitez pas à demander.
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[invite6a6d92c7]

Bonjour,

Le choix d'une topologie demi-pont pour 50W me semble plutôt... Curieux! Et ce n'est pas la topologie la plus simple à étudier/réaliser. Quelles bases as-tu dans le domaine?

[jojo150393]

Pour l'instant c'est juste des calculs, on parle pas encore de réalisation. Effectivement le demi pont n'est sans doute pas la meilleur solution pour une si petite puissance mais bon je vais pas réécrire le bouquin
Mon niveau est celle d'un récent ingénieur. Mon boulot est normalement sur la CEM des convertisseurs et j'effectue uniquement la validation mais j'aime beaucoup trop l'électronique pour m'en passais et je pense qu'étudier les circuits que je testes ne peux que être bénéfique pour ma compréhension.

Edit:
Je fais ça sur mon temps libre et les collègues spécialisé dans le design commence à se faire rare .... ou loin (Chine)

[invite5637435c]

Bonjour, C'est carrément un cours que vous voulez et en plus en partant de 0 si je vous lit bien.Posez les questions une par une sans quoi ça va être difficile ensuite de s'y retrouver.Pour la tension d'entrée vous prenez Vin min = 85vac et Vmax=265vac si vous faites une alim universelle ou simplement 185vac-265vac pour l'europe.Les fameux 25v ripple n'ont aucun sens.Vous sautez beaucoup d'étapes, avant de commencer a calculer le moindre rapport cyclique il faut vous occuper du choix du pont et de la capa reservoir.

[A voir en vidéo sur Futura]

[invite5637435c]

Faites une recherche sur le forum j'ai abordé ces sujets souvent en presque 10 ans.

[jojo150393]

J'ai peut-être pas était assez clair ou alors c'est que mes explications sont trop longues...
Je suis seulement pas à pas le déroulement du calcul présent dans un livre et c'est justement parce que certains me paraisse bizarre que je poste ce message, pour voir si c'est moi ou si l'auteur à une méthode étrange c'est tout.

[invite5637435c]

Mon avis est que cet ouvrage est bien dépassé.
Donner un exemple de structure demi-pont pour 50W est inadapté techniquement et coté prix c'est juste la cata par rapport à un simple Flyback et même un Forward 1 transistor.
Car ici il faut un transformateur driver pour commander le MOS supérieur, un transformateur principal avec 6 enroulements... et 2 commutateurs MOS.
En dehors de ça cette structure demi-pont en l'état n'est plus utilisée à cause des risques de dissymétrie des commandes qui introduirait une composante continu de flux dans le noyau et un éventuel risque de saturation, on lui préfère le 1/2 pont Forward 2 transistors à diodes de récupération bien plus robuste.

Le SG3526 n'a eu aucun succès contrairement aux SG3525A et SG3524.
Les calculs pour un demi-pont sont assez simples, à condition de les exposer clairement:

Il faut bien comprendre que la tension dans un demi-pont capacitif est Vin/2 (voir le pont diviseur capacitif formé par les 2 capa de 1µF/400V auquel est raccordé le bobinage primaire) contrairement à un Flyback ou un Forward 1 transistor où c'est directement Vin (structures asymétriques)qui est appliqué au bobinage primaire, le demi-pont fait parti des structures symétriques comme le push-pull et commute donc Vin/2.
On ne calcule pas en premier lieu le nombre de spires primaire, cette méthode est vivement déconseillée.
En premier lieu on détermine l'énergie que le transformateur doit être capable d'emmagasiner, puis on choisit un noyau magnétique susceptible de l'accepter avec une marge suffisante pour ne pas entrer en saturation.
Une fois quelques candidats sélectionnés on procède aux dimensionnements réels en calculant le nombre de spires pour chaque enroulement.
Le choix du rapport cyclique se fait par ajustement du nombre de spires en fonction du niveau du champ d'induction que l'on veut atteindre.
Pour un Flyback on limite à 45% le rapport cyclique puisque le fonctionnement de ce type de transformateur se fait en deux temps, un temps pour stocker l'énergie au primaire et un temps pour transférer cette énergie au secondaire, dans un demi-pont il n'y a qu'un cycle de 100% dans lequel l'énergie est entièrement et directement transmise au secondaire, on laisse un temps mort de quelques % pour éviter tout risque de croisement avec le cycle suivant, en général on limite entre 90 et 95%.

[invite5637435c]

La première question concerne le calcul de la tension min et max en entrée du redresseur:


Avec Vin(AC) = 115V et le redresseur est en doubleur.
Je ne comprend pas à quoi correspond la tension Vripple et pourquoi prendre 25, si jamais quelqu'un à une idée ?

Tu t'es mal exprimé.
Après relecture ce n'est pas la tension AVANT redresseur mais APRES redresseur, donc le 25V ripple qui est retranché correspond tout bêtement à l'ondulation aux bornes des capa de filtrage.
C'est un choix, personnellement je ne procède pas comme ça.

Je considère la situation la plus critique: la tension min absolue avec une perte d'une demi alternance (ce qui arrive parfois par exemple une micro-coupure secteur).

[invite5637435c]

Avec Vout = 5v; Vd = 0.5 et duty_cycle_max = 0.95.
Comment on sait à l'avance quelle va être le rapport cyclique à cette étape et pourquoi prendre 0.95% ? D'autant plus qu’après avoir calculer le secondaire, on trouve un tension de 7.2V ce qui donne un rapport cyclique de 5/(7.2-0.5)=0.75 ce qui n'est pas du tout pareil.

Il ne faut pas considérer une alimentation comme un système statique, mais bel et bien dynamique donc il faut des marges de sécurités en cas par exemple d'appel de courant qui excèderait légèrement la valeur nominale.
La boucle de régulation si tu es déjà au taquet à 95% ne pourra pas compenser, à 75% oui.

[invite5637435c]

Pour dimensionner la mutuelle inductance en sortie, il applique cette équation:


Mais voila, il prend Vout(max) = 8.3V et impossible de comprendre d'où il vient. Je pensais que c'était quand l'entrée du rectifier était max soit 343V mais ça nous donnerais 343/2*2/32=10.7V.

Il faut considérer que l'énergie doit être fournit à la charge à la tension max du secteur, tu as raison, et donc au rapport cyclique min => toff(max), puisque c'est à Vin(max) que le rapport cyclique est le plus faible.

L=t(off_max)*[1/2*Vin(max)*n-Vd]/(Imax+deltaI) avec n=Ns/Np et Vd la chûte de tension de la diode de redressement qu'il ne faut pas oublier en chemin, en général on prend 1V.

La valeur de courant dans la self à prendre en considération est Imax+deltaI, en général on prend pour +deltaI de 25 à 40% de Imax

[jojo150393]

Merci beaucoup pour tes précisions. A noter que:

On ne calcule pas en premier lieu le nombre de spires primaire, cette méthode est vivement déconseillée.
En premier lieu on détermine l'énergie que le transformateur doit être capable d'emmagasiner, puis on choisit un noyau magnétique susceptible de l'accepter avec une marge suffisante pour ne pas entrer en saturation.

IL choisit avant le type de core et calcul bien sa taille en premier. Je ne l'ai pas rajouter pour pas surcharger.

Tu t'es mal exprimé.

Désolé mais c'est le livre qui porte à confusion. Il y a marqué :

Rectified input voltage range:

Mon avis est que cet ouvrage est bien dépassé

Je sais bien mais il est terriblement difficile de trouver un livre ou même une note d'appli qui explique une méthode "cuisine" qu'on peut se calquer au début pour dimensionner et réaliser une alim...si tu a des exemples, je suis bien entendu preneur !

[invite5637435c]

Oui ce qui signifie bien plage de la tension d'entrée redressée pas tension d'entrée avant redresseur.

J'ai seulement des exemples personnel, je vais tâcher d'en sélectionner un en demi-pont dès que possible.

[Yvan_Delaserge]

En dehors de ça cette structure demi-pont en l'état n'est plus utilisée à cause des risques de dissymétrie des commandes qui introduirait une composante continu de flux dans le noyau et un éventuel risque de saturation, on lui préfère le 1/2 pont Forward 2 transistors à diodes de récupération bien plus robuste.

Hello Hulk,

Tu veux parler de ce type de montage?

FORWARD.jpg

Plus concrètement, de quelque chose comme ça?

FORWAR2.gif

Avec un créneau de commande de rapport cyclique de 45 %?

[invite5637435c]

Oui c'est ça.

[invite5637435c]

L'avantage de l'IR2109 est que tu évites de mettre un transfo driver pour les MOS, c'est pas négligeable.

[Yvan_Delaserge]

Mais avec le IR 2109, lorsque le MOSFET du haut conduit, celui du bas est bloqué et vice-versa. Est-ce bien ce que l'on veut?
Il faudrait que les deux MOSFET conduisent en même temps, non?

[invite5637435c]

Non surtout pas.
Dans le montage que tu as posté le rapport cyclique max sera de 50% théorique (45% en réalité) pour chaque transistor, chaque transistor commutant l'un après l'autre, ils sont soumis à Vin directement, le précédent montage à Vin/2 uniquement.

[Yvan_Delaserge]

Alors là je crois que j'ai dû manquer quelque chose.


Si le MOSFET du haut conduit et que celui du bas est bloqué (ou l'inverse), comment peut-on avoir un courant qui traverse le primaire du transfo?

[invite5637435c]

Au temps pour moi.
Sur ce montage les 2 commutent bien en même temps.

[invite5637435c]

Je ne vois pas encore ton document mais voici en image les 2 phases de fonctionnement.
@+

[Yvan_Delaserge]

OK, donc en vertu du diagramme trouvé dans la doc du 2109,

IR2109C.gif

il faudrait modifier le montage comme ceci

FORWAR2.gif

Le MOSFET du bas est commandé directement, et celui du haut par l'intermédiaire du IR 2109, avec un créneau de commande à l'entrée dont le rapport cyclique serait de 45%.

A la mise sous tension du montage, si on attaque directement avec du créneau à rapport cyclique 45%, je me demande s'il ne faut pas s'attendre à une surintensité?

Un peu comme ce qui se passe si on branche un transfo sur le secteur? Probablement pas...
On a une surintensité si le cycle 50 Hz du réseau est en train de passer par zéro. C'est pour cette raison qu'il faut si possible brancher le transfo lorsque le cycle passe par la valeur pic. Mais ici, on va démarrer forcément avec la valeur pic: 300 V.

Donc, inutile de prévoir un soft-start: commencer avec un rapport cyclique de 1 % et augmenter progressivement jusqu'à 45 %. On peut commencer directement avec un rapport cyclique à 45 %.

Suis-je dans le vrai ou bien me goure-je?

[invite5637435c]

Il est toujours préférable de commuter soit au zéro de tension ou au zéro de courant, c'est ce qui se passe dans les alimentations à résonance (ZVS ou ZCS).
En fait il faut voir ça dans son ensemble et selon la topologie de l'entrée les choses seront plus ou moins facile à régler.

D'un coté il y a le branchement sur le secteur, et là on ne choisit pas le moment où l'on va se retrouver sur l'onde secteur.
L'appel de courant (inrush current) va essentiellement être créé par le condensateur réservoir de filtrage, si par exemple il n'y a pas de PFC en tête, et son amplitude sera d'autant plus élevé que nous serons en haut de la sinusoïde.
Dans ce cas 2 solutions principales: une CTN pour limiter le courant d'appel ou un montage avec une résistance de puissance qui sera court-circuité juste après (par un contact de relais ou un triac) pour ne pas dégrader le rendement général.

Si on a un PFC, on va agir sur le rapport cyclique du Boost, la capa étant en sortie du Boost.

Pour ton exemple, si on considère un branchement sur une source continu directement, le rapport cyclique doit être progressif (soft-start), ce qui est plus à craindre c'est le temps d'établissement du circuit de commande, il ne doit pas y avoir de défaut dans la commande, les grilles des MOS doivent être polarisées convenablement dans les quelques ms qui suivent le branchement, il n'y a pas de discontinuité de courant dans un self mais il peut y avoir une discontinuité de tension en cas de commande erratique, ou si les MOS restent fermés ne serait-ce que quelques centaines de µs en trop on aura une saturation possible du noyau du transformateur, c'est jamais bon.
Une alim est fragile dans les moments transitoires, au branchement, à l'extinction, en mode établi il n'y a pas de soucis.
Il faut donc que tout soit en place aux bons moments, partir de 0 puis augmenter progressivement le rapport cyclique.
Si tu es certain que tu auras de manière fiable 45% instantanément il n'y aura pas de problème, mais la notion d'instantanéité est toujours très relative dans ce domaine surtout si on dimensionne un transfo pour travailler à hautes fréquences, le cycle est très étroit et la saturation peut arriver très vite.
En général les circuits de commande aménage une pin dédiée au soft-start (une petite capa externe) ou intègre d'emblée ce soft-start de manière interne (moins flexible).

[Montd'est]

Pour un Flyback on limite à 45% le rapport cyclique puisque le fonctionnement de ce type de transformateur se fait en deux temps

Il me semble bien que c'est faux, mais valable pour le forward par contre.

[Yvan_Delaserge]

Superbe, merci Hulk!

[invite5637435c]

Il me semble bien que c'est faux, mais valable pour le forward par contre.

Non pas faux, juste incomplet.
Tu as raison de relever, je dois préciser que je ne parle que d'alim abaisseur de tension (buck), pas en élévateur (boost), seul cas ou le rapport cyclique peut dépasser 50% -> Duty=Vout/(Vout+Vin)
Le montage Flyback est le seul qui n'utilise pas de transfo dans le sens strict du terme, mais deux selfs couplées mutuellement et inversées.
Il faut juste que l'énergie emmagasinée puisse être transférée à la charge durant la phase de blocage du transistor primaire.
Ca fait plaisir de lire des avis critiques, on est jamais assez précis
Il existe des cas particuliers pour chaque structure et il existe des dizaines de topologies pour les structures de découpages, on ne peut ici parler que des cas généraux ou aborder un cas particulier à la fois.

[invite6a6d92c7]

Bonsoir,

Comme, justement, on possède le rapport de transformation comme degré de liberté, a priori, on devrait pouvoir fonctionner à α > 0.5 même en abaisseur. Je me suis justement posé la question récemment, où est-il judicieux de placer le point de repos pour avoir un compromis optimal?

Si on choisit un rapport cyclique grand, le facteur de dimensionnement est grand car l'interrupteur doit tenir V _IN / (1-α) sans claquer. Si on fixe un α petit, le temps de "charge" de la magnétisante étant faible, c'est le courant crête qui augmente, et le facteur de dimensionnement aussi. Sur les quelques flyback que j'ai eu l'occasion de faire, j'ai toujours pris α~0.5 comme point de repos, un peu au nez, comme compromis.

Mais je me demande si, compte tenu du domaine d'application du flyback et des transistors utilisés (MOSFETS), c'est bien un choix judicieux, et s'il ne serait pas plus avantageux de baisser un peu la valeur... Mon 0.5 vient justement du forward, car on obtient la même contrainte sur le transistor que pour un forward 1 switch avec autant de spires sur l'enroulement auxiliaire que pour le primaire. Mais rien de "scientifique" là-dedans...


Un avis personnel?

[invite5637435c]

Bonsoir,

oui le raisonnement est bon, ce qu'il faut comprendre c'est qu'un dimensionnement de transformateur se fait en fonction de plusieurs critères, parmi lesquels le concepteur doit trancher, il y a d'un coté la théorie qui permet d'établir le cadre du possible et de l'autre la réalité qui est souvent conditionnée par le coté économique et les contraintes de l'application.

Le choix du rapport cyclique va permettre d'optimiser le transformateur en terme de dimensions et de ses constituants (noyau magnétique, fils, isolants), définir un modèle de transistor (tension Vds(max), courant Ipeak, Rth, etc), de diode en sortie, du filtrage capacitif de sortie, selon le type de charge les choix seront différents (charge essentiellement résistive ou fortement capacitive ou encore inductive, linéaire ou non linéaire (ampoules, compresseur, etc), il y a également les normes auxquelles ont souhaite satisfaire... les quantités à produire, quel est le stock en matière de transistors, noyau, peut-on rationaliser avec d'autres productions, etc.

Si par exemple on dispose d'un super prix sur un modèle de transistor on va optimiser en concentrant les choix autour de lui.
Si c'est le noyau on fera encore autrement, le but étant d'obtenir un résultat identique du point de vue de l'application, de l'objectif de prix visé, des normes.
Plus les di/dt seront importants et plus les efforts seront à faire pour ne pas galérer coté CEM, donc coté routage, blindage éventuel, etc.

Lorsque la période de démagnétisation augmente, donc si le rapport cyclique diminue, l'inductance nécessaire diminue aussi et comme le dit Zenertransil le courant peak augmente.
L'énergie stockée dans l'inductance est proportionnelle à L*Ipeak² alors que la taille du noyau est proportionnelle à seulement L*Ipeak.
Ce qui revient à dire que doubler Ipeak réduira la valeur de la self d'1/4 et réduira la taille du noyau de moitié.
Augmenter Ipeak c'est aussi augmenter le champ B et se rapprocher de la saturation, donc diminuer la marge en cas de surcharge par exemple, le redresseur de sortie devra subir davantage donc devra être surdimensionné tout comme le transistor primaire.
Comme on le voit ce que l'on gagne d'un coté on le perd de l'autre.
Il ne faut pas non plus perdre de vue le rendement général, des courants plus forts c'est aussi des échauffements réparti différemment, certain sont plus gênant que d'autres.
Il faut aussi penser au filtrage de sortie, un courant à fortes ondulation va impacter les capa de sortie qui devront être choisies en conséquence et devront être plus grandes qu'en mode de conduction continu...
Il faut penser enfin à la stabilité du système, si la charge varie dans une large plage ou pas, quel est la puissance de travail normale, exceptionnelle ou en permanence au maximum.

Tout la science justement tient là dedans, les options, bien comprendre sur quoi on peut agir avec la meilleure pertinence économique, voilà pourquoi il y a très peu de modèles standards dans ce domaine si particulier et autant de design que de designers...

[invite6a6d92c7]

Merci pour ces informations précieuses!

Bonne journée,
ZT