Compréhension fonctionnement alimentation Flyback (NCP1271)

[invite99646345]

Bonjour à tous,

Je travaille sur une alimentation Flyback : la carte d’évaluation de OnSemiconductor, la NCP1271ADAPGEVB. Le schéma est joint. Pièce jointe 333119
J’essaie de comprendre le fonctionnement au démarrage puis en régime établi de l’ensemble de cette alimentation Flyback ainsi que les formes d’ondes que l’on peut retrouver à différents endroits.

Voici ce que j’ai compris pour le moment, reprenez-moi si je raconte n’importe quoi.
Le filtre de mode commun, C1 et C2 filtrent l’entrée pour prévenir les interférences avec d’autres appareils.
Les diodes D1 à D4 redressent la tension alternative 220V, 50 Hz du secteur. A cela s’ajoute le gros condensateur C3 qui permet de lisser un peu la tension.
A ce niveau-là on doit donc trouver une tension quasi continue de l’ordre de 320V. Cette tension-là est également présente au drain du MOS car elle transite par le bobinage du transfo.
Au secondaire, D8 sert à redresser la tension et C9/C10 filtre la tension et la lisse.
Le circuit avec le TL431 est la partie feedback. R11 et R12 forment un diviseur de tension qui fournit une tension de référence de 2,5V au TL431. Quand cette tension est supérieure à 2,5V, le TL431 devient passant et le courant dans la LED de l’opto-coupleur devient positif et le courant augmente également au niveau du transistor de l’opto. Ce courant positif commande le NCP1271 par la broche FB et le rapport cyclique est diminué. ce qui entraine une diminution de la tension au secondaire jusqu’à ce que la tension de référence passe en dessous de 2,5V.
La partie C5, R1 et D7 correspond au snubber ? Ou clamp ? Il sert à quoi ? A atténuer le pic de courant qu’il peut y avoir lorsque le MOS commute ?

Ensuite c’est plus au niveau du NCP1271 où c’est plutôt flou … Je ne comprends pas trop l’utilité de chaque PINs et surtout le fonctionnement général au démarrage PUIS en régime établi …
HV fournit une tension au contrôleur et permet de charger Vcc jusqu'à sa tension de fonctionnement. Dès que le contrôleur est en fonctionnement (Vcc chargé) c'est le transfo (partie auxiliaire) qui aliment le Vcc.
CS détecte le courant au primaire et le limite à 4A ici (avec R8). R7 est une résistance qui fixe la rampe de compensation pour améliorer la stabilité. Mais à quoi sert cette compensation ?
La Skip/Latch je ne comprends pas vraiment son utilité ...
FB reçoit une tension ou non suivant le TL431 et l'opto. S'il reçoit une tension il commande pour diminuer le rapport cyclique et donc diminuer la tension au secondaire.
Drv commande le MOS mais de quelle manière ? Quels niveaux a-t-on ?

La fréquence est donc fixe à 65 kHz ?

Au niveau du transformateur il y a des points. Ils indiquent l'endroit où le courant rentre ? Et donc le sens de la tension pointe vers ce point ?
Je ne comprends pas vraiment le fonctionnement de ce transfo (qui en n'est pas un ??) ... C'est lui qui du coup dicte le fonctionnement (emmagasinage au primaire, blocage au secondaire et inversement) mais je ne comprends pas bien ... En parallèle je fais de la simulation et des manips c'est pour ça que je dois bien comprendre le fonctionnement de l'ensemble et de chaque point.

Et enfin à quoi servent toutes les capa : C6, C7, C4, C13, C12 ?

Normalement je suppose qu’au drain du MOS on doit avoir une tension hachée ?

Merci d’avance pour votre aide,

Soup46

Bonsoir soup46 et tout le groupe


Pour être conforme à l'épinglé



http://forums.futura-sciences.com/el...-sabonner.html


L'image pdf a été supprimée. Elle doit être jpg, gif ou png.


Merci de la présenter à nouveau dans une nouvelle réponse.


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[invite5637435c]

Je travaille sur une alimentation Flyback : la carte d’évaluation de OnSemiconductor, la NCP1271ADAPGEVB. Le schéma est joint. Pièce jointe 333119
J’essaie de comprendre le fonctionnement au démarrage puis en régime établi de l’ensemble de cette alimentation Flyback ainsi que les formes d’ondes que l’on peut retrouver à différents endroits.

Voici ce que j’ai compris pour le moment, reprenez-moi si je raconte n’importe quoi.
Le filtre de mode commun, C1 et C2 filtrent l’entrée pour prévenir les interférences avec d’autres appareils.
Les diodes D1 à D4 redressent la tension alternative 220V, 50 Hz du secteur. A cela s’ajoute le gros condensateur C3 qui permet de lisser un peu la tension.

Le 220V n'existe plus depuis 1996, c'est 230V nominal, avec un réseau pouvant varier de +/-10% en théorie mais en pratique on dimensionne toujours à 185VAC min/260VAC max (pour l'Europe) et 85VAC/270VAC en tension universelle.
La capacité ne lisse pas un peu mais beaucoup, elle doit être choisie pour que le taux d'ondulation soit de l'ordre de 20% max et elle doit pouvoir assurer l'énergie au convertisseur malgré la perte d'une alternance.

A ce niveau-là on doit donc trouver une tension quasi continue de l’ordre de 320V. Cette tension-là est également présente au drain du MOS car elle transite par le bobinage du transfo.

Il faut dimensionner le condensateur réservoir à Vin(max)=260V*rac2=370V on prend une marge de 10% donc un modèle 400VDC.
Le MOS lui sera dimensionner plus haut en tension, ça va dépendre de la qualité du bobinage du transformateur (self de fuite et rapport de transformation)

Au niveau du transformateur il y a des points. Ils indiquent l'endroit où le courant rentre ? Et donc le sens de la tension pointe vers ce point ?

C'est le sens du bobinage, un Flyback est en fait 2 selfs couplées et non pas un transformateur normal, les 2 bobinages sont en opposition.

Je ne comprends pas vraiment le fonctionnement de ce transfo (qui en n'est pas un ??) ... C'est lui qui du coup dicte le fonctionnement (emmagasinage au primaire, blocage au secondaire et inversement) mais je ne comprends pas bien ... En parallèle je fais de la simulation et des manips c'est pour ça que je dois bien comprendre le fonctionnement de l'ensemble et de chaque point.

Si tu fais une recherche sur le forum tu trouveras beaucoup de choses, j'en parle régulièrement et j'ai posté bon nombre d'explications, de calculs, etc.

@+

[invite99646345]

Désolé ! Et voici donc le fichier en jpeg.



Merci

[invite99646345]

Le 220V n'existe plus depuis 1996, c'est 230V nominal, avec un réseau pouvant varier de +/-10% en théorie mais en pratique on dimensionne toujours à 185VAC min/260VAC max (pour l'Europe) et 85VAC/270VAC en tension universelle.
La capacité ne lisse pas un peu mais beaucoup, elle doit être choisie pour que le taux d'ondulation soit de l'ordre de 20% max et elle doit pouvoir assurer l'énergie au convertisseur malgré la perte d'une alternance.



Il faut dimensionner le condensateur réservoir à Vin(max)=260V*rac2=370V on prend une marge de 10% donc un modèle 400VDC.
Le MOS lui sera dimensionner plus haut en tension, ça va dépendre de la qualité du bobinage du transformateur (self de fuite et rapport de transformation)


C'est le sens du bobinage, un Flyback est en fait 2 selfs couplées et non pas un transformateur normal, les 2 bobinages sont en opposition.


Si tu fais une recherche sur le forum tu trouveras beaucoup de choses, j'en parle régulièrement et j'ai posté bon nombre d'explications, de calculs, etc.

@+

Bonsoir,

Je te remercie pour ta réponse.

Merci pour les précisions. Tout le reste de ce que j'ai pu dire est juste ou pas du coup ?

Concernant le transfo je ne savais pas que ce n'en n'était pas un en fait. En simulation il faut donc mettre deux selfs et les coupler je suppose.
Et l’auxiliaire qui alimente le Vcc du NCP1271 c'est une self couplée avec le primaire ou le secondaire du coup ?

Je vais regarder tes autres réponses sur le forum.

merci

Guillaume

[A voir en vidéo sur Futura]

[invite5637435c]

Merci pour les précisions. Tout le reste de ce que j'ai pu dire est juste ou pas du coup ?

Il faut attendre que ton schéma soit visible.

Concernant le transfo je ne savais pas que ce n'en n'était pas un en fait. En simulation il faut donc mettre deux selfs et les coupler je suppose.

pour simplifier tu peux prendre un couplage de 1.

Et l’auxiliaire qui alimente le Vcc du NCP1271 c'est une self couplée avec le primaire ou le secondaire du coup ?

oui, c'est un bobinage auxiliaire, comme un deuxième secondaire.

[invite99646345]

Il faut attendre que ton schéma soit visible.

pour simplifier tu peux prendre un couplage de 1.


oui, c'est un bobinage auxiliaire, comme un deuxième secondaire.

Il ne l'est pas après ta réponse ? Réponse numéro 4.

J'attends donc qu'il soit visible pour ta réponse.

Merci pour ton aide en tout cas.

Guillaume

[invite5637435c]

non il n'est visible que pour toi tant qu'un modérateur ne l'a pas validé.

Voici 2 liens vers des discussions:

http://forums.futura-sciences.com/el...r-flyback.html
http://forums.futura-sciences.com/el...n-flyback.html

[invite99646345]

non il n'est visible que pour toi tant qu'un modérateur ne l'a pas validé.

Voici 2 liens vers des discussions:

http://forums.futura-sciences.com/el...r-flyback.html
http://forums.futura-sciences.com/el...n-flyback.html

Merci, je vais aller lire les deux discussions en attendant que la photo soit validée et que tu puisses répondre pour mes autres points

Sinon tu peux trouver le schéma sur internet, c'est la NCP1271ADAPGEVB de OnSemiconductor.

Merci encore

[invite5637435c]

R1, C5, D7 forme le snubber afin de limiter la surtension aux bornes du MOS.
D5 alimente le circuit lorsque l'alim a démarré, sinon le circuit possède en interne un circuit de start-up via la tension d'entrée après redressement et filtrage (pin 8, vue que la pin 7 a été enlevé pour assurer l'isolement).
R8 permet d'avoir l'image du courant dans le transistor et renvoie l'info au circuit qui protégera en réduisant le rapport cyclique si la tension de consigne vient à être dépassée.
Je pense que tout est expliqué dans la doc de ce composant.

[invite99646345]

R1, C5, D7 forme le snubber afin de limiter la surtension aux bornes du MOS.
D5 alimente le circuit lorsque l'alim a démarré, sinon le circuit possède en interne un circuit de start-up via la tension d'entrée après redressement et filtrage (pin 8, vue que la pin 7 a été enlevé pour assurer l'isolement).
R8 permet d'avoir l'image du courant dans le transistor et renvoie l'info au circuit qui protégera en réduisant le rapport cyclique si la tension de consigne vient à être dépassée.
Je pense que tout est expliqué dans la doc de ce composant.

Encore merci pour ta réponse. Mes explications dans le premier post sont donc bonnes.
Mais malgré la doc je ne comprends pas certaines choses :
- R7 est une résistance qui fixe la rampe de compensation pour améliorer la stabilité. Cette compensation permet d'éliminer les oscillations subharmoniques mais qu'est-ce que c'est ?
La Skip/Latch je ne comprends pas vraiment son utilité ...
Et le Drv je ne comprends pas trop comment il commande le MOS il le commande suivant ce qu'il y a sur la pin FB ? Je ne sais pas ...

J'ai regardé l'autre discussion où tu fais le calcul pour dimensionner les inductances. Où as-tu trouvé ces calculs ? Aurais-tu un document à me conseiller ? Un livre ?
Du coup, j'ai essayé d'appliquer tes calculs à cette carte pour retrouver les valeurs données : f = 65 kHz, Lp = 180 uH, Np:Ns:Naux = 30:6:5, Leakage = 2.5 uH mais je n'y suis pas arrivé ... ça aurait pu être intéressant pour moi ....

Enfin pour la simulation Pspice il faut donc que j'utilise des inductances et non un transfo ? Et que j'applique un K entre elles (de 1 pour commencer mais sinon il est de combien ?).
Et une inductance en série au primaire pour simuler l'inductance de fuite ? Juste au primaire ?

Merci d'avance, tout commence à être plus clair,

Guillaume

[invite5637435c]

J'ai regardé l'autre discussion où tu fais le calcul pour dimensionner les inductances. Où as-tu trouvé ces calculs ? Aurais-tu un document à me conseiller ? Un livre ?

Non, à mon époque quand on faisait un cursus supérieur en électronique on nous apprenait bien la physique appliquée, tout simplement

[invite5637435c]

Je te répondrai demain pour tes questions, là je vais être pris pour la soirée.
@+

[invite99646345]

Non, à mon époque quand on faisait un cursus supérieur en électronique on nous apprenait bien la physique appliquée, tout simplement

Ahaha d'accord

Et pas de soucis ! Bonne soirée alors et à demain pour tes réponses concernant mon post précédent.

J'aimerais vraiment comprendre le fonctionnement physique de ces inductances et arriver à redémontrer que les valeurs de la doc sont bonnes en y mettant des formules dessus.
Et en parallèle avoir une simulation qui fonctionne ..

Merci beaucoup pour toutes tes réponses et à demain,

Guillaume

[invite5637435c]

- R7 est une résistance qui fixe la rampe de compensation pour améliorer la stabilité. Cette compensation permet d'éliminer les oscillations subharmoniques mais qu'est-ce que c'est ?

Si on se contentait de lire directement la tension aux bornes du shunt de mesure de courant le déclenchement serait quasi instantané à chaque commutation ou appel de courant.
Il est nécessaire "d'effacer" ou de retarder ce signal pour n'avoir plus que la valeur utile.
Cette résistance permet de créer une légère rampe pour la montée du signal et élimine ainsi les éventuels pics de commutations qui créeraient une instabilité dans la réponse qui se traduirait par des commutations erratiques.
Dans les circuits de commande en mode courant c'est indispensable puisque toute la fonction découpage est gérée par l'image du courant.

La Skip/Latch je ne comprends pas vraiment son utilité ...

Le mode skip permet de "sauter" des séquences de commutations lorsque la puissance réclamée en sortie est en dessous d'un certain seuil.
Lorsque cette puissance est faible, l'impulsion de commande du MOS est très faible et les pertes de ce MOS en commutation deviennent non négligeable par rapport à la puissance effective à transmettre, donc en sautant des séquences on optimise les moments utiles au transfert,ça participe à un meilleur rendement général à faible charge.

Et le Drv je ne comprends pas trop comment il commande le MOS il le commande suivant ce qu'il y a sur la pin FB ? Je ne sais pas ...

DRV est la broche de commande du MOS, son rapport cyclique est la réponse que donne le circuit en fonction de ce que lui renvoie la boucle de régulation.
L'information sur VFB permet de cadrer le travail du circuit, tant que la tension sur cette borne est entre Vskip et 3V le circuit travaille normalement, si en dessous de Vskip il change de mode comme on l'a vu plus haut, de même que si au dessus pendant plus de 300ms il se met en sécurité en coupant la commande du MOS.

Et une inductance en série au primaire pour simuler l'inductance de fuite ? Juste au primaire ?

Tu peux utiliser le modèle de Kapp pour ta simulation.
Néanmoins je te conseille vivement de manipuler, la simulation c'est utile quand on sait déjà comment ça fonctionne pour vérifier certains dimensionnement
Enfin c'est mon avis.

[invite99646345]

Si on se contentait de lire directement la tension aux bornes du shunt de mesure de courant le déclenchement serait quasi instantané à chaque commutation ou appel de courant.
Il est nécessaire "d'effacer" ou de retarder ce signal pour n'avoir plus que la valeur utile.
Cette résistance permet de créer une légère rampe pour la montée du signal et élimine ainsi les éventuels pics de commutations qui créeraient une instabilité dans la réponse qui se traduirait par des commutations erratiques.
Dans les circuits de commande en mode courant c'est indispensable puisque toute la fonction découpage est gérée par l'image du courant.



Le mode skip permet de "sauter" des séquences de commutations lorsque la puissance réclamée en sortie est en dessous d'un certain seuil.
Lorsque cette puissance est faible, l'impulsion de commande du MOS est très faible et les pertes de ce MOS en commutation deviennent non négligeable par rapport à la puissance effective à transmettre, donc en sautant des séquences on optimise les moments utiles au transfert,ça participe à un meilleur rendement général à faible charge.



DRV est la broche de commande du MOS, son rapport cyclique est la réponse que donne le circuit en fonction de ce que lui renvoie la boucle de régulation.
L'information sur VFB permet de cadrer le travail du circuit, tant que la tension sur cette borne est entre Vskip et 3V le circuit travaille normalement, si en dessous de Vskip il change de mode comme on l'a vu plus haut, de même que si au dessus pendant plus de 300ms il se met en sécurité en coupant la commande du MOS.



Tu peux utiliser le modèle de Kapp pour ta simulation.
Néanmoins je te conseille vivement de manipuler, la simulation c'est utile quand on sait déjà comment ça fonctionne pour vérifier certains dimensionnement
Enfin c'est mon avis.

Vraiment merci beaucoup pour toutes ces informations ! C'est vraiment très précieux pour moi ! Je commence à y voir plus clair.

Du coup sur la PIN FB il y a toujours une tension ou c'est uniquement lorsque le TL431 détecte plus de 3,5V sur sa référence ?

Dernier point que j'aimerais que tu m'expliques c'est la partie bobinage. Pourquoi ce sont des inductances et non pas un transfo ? Quelles sont les différences ?
Et enfin j'aimerais que tu m'expliques comment redémontrer les valeurs des paramètres de ces bobinages (f = 65 kHz, Lp = 180 uH, Np:Ns:Naux = 30:6:5, Leakage = 2.5 uH ) en y mettant des formules dessus et la physique qu'il y a derrière si tu peux.

Je te remercie vraiment pour toutes tes réponses,

Guillaume

[invite99646345]

Pour le modèle de Kapp c'est à dire que je mets deux inductances qui sont couplés. Et au primaire et au secondaire uniquement une inductance de fuite qui vaut au maximum 2.5uH ici et une résistance de bobinage qui est faible (de l'ordre de la dizaine de mini ohm) ?

Merci encore

[invite5637435c]

Du coup sur la PIN FB il y a toujours une tension ou c'est uniquement lorsque le TL431 détecte plus de 3,5V sur sa référence ?

C'est une information type "tout ou rien" qui est sur le collecteur de l'opto et dépend directement de la tension qui est comparée en sortie par le TL431.
Selon si VFB est à 0 ou relaché le circuit va interpréter cette information selon la durée de ces états.
Le circuit de commande sera soit dans un mode normal et travaillera à fréquence fixe, soit il passera en mode skip, soit il se mettra en sécurité.

Dernier point que j'aimerais que tu m'expliques c'est la partie bobinage. Pourquoi ce sont des inductances et non pas un transfo ? Quelles sont les différences ?

C'est juste une question de terminologie, en soit un transformateur est aussi un couplage d'inductances sauf que pour un transformateur l'échange entre primaire et secondaire est instantané, le flux magnétique au primaire est, dans l'idéal, le même qu'au secondaire ils sont en couplage direct.

Sommairement dans un Flyback on accumule de l'énergie dans la bobine primaire et au cycle suivant on transfère cette énergie vers le secondaire, donc en 2 étapes contrairement au transfo pour lequel tout est fait simultanément, c'est donc un couplage indirect qui ne répond pas strictement à la définition d'un transformateur normal, d'ailleurs on le reconnait facilement puisque c'est le seul transformateur ayant ces 2 enroulements primaire et secondaire inversés.

Et enfin j'aimerais que tu m'expliques comment redémontrer les valeurs des paramètres de ces bobinages (f = 65 kHz, Lp = 180 uH, Np:Ns:Naux = 30:6:5, Leakage = 2.5 uH ) en y mettant des formules dessus et la physique qu'il y a derrière si tu peux.

Oui mais ce sera plus tard, là il faut que j'aille bosser

[invite99646345]

C'est une information type "tout ou rien" qui est sur le collecteur de l'opto et dépend directement de la tension qui est comparée en sortie par le TL431.
Selon si VFB est à 0 ou relaché le circuit va interpréter cette information selon la durée de ces états.
Le circuit de commande sera soit dans un mode normal et travaillera à fréquence fixe, soit il passera en mode skip, soit il se mettra en sécurité.



C'est juste une question de terminologie, en soit un transformateur est aussi un couplage d'inductances sauf que pour un transformateur l'échange entre primaire et secondaire est instantané, le flux magnétique au primaire est, dans l'idéal, le même qu'au secondaire ils sont en couplage direct.

Sommairement dans un Flyback on accumule de l'énergie dans la bobine primaire et au cycle suivant on transfère cette énergie vers le secondaire, donc en 2 étapes contrairement au transfo pour lequel tout est fait simultanément, c'est donc un couplage indirect qui ne répond pas strictement à la définition d'un transformateur normal, d'ailleurs on le reconnait facilement puisque c'est le seul transformateur ayant ces 2 enroulements primaire et secondaire inversés.



Oui mais ce sera plus tard, là il faut que j'aille bosser

D'accord je comprends mieux alors !! Merci beaucoup pour toutes ces précisions très importantes pour moi

Entendu, j'attendrai alors pour la démonstration quand tu pourras Bonne journée,


Guillaume

[invite99646345]

HULK28,

Tu pourras m'expliquer (les calculs etc) quand tu auras un moment s'il te plait ? Pour que je redémontre les valeurs du transfo

Merci d'avance

[invite5637435c]

Oui j'ai commencé.
Tu auras ça demain dans la journée.
@+

[invite99646345]

Oui j'ai commencé.
Tu auras ça demain dans la journée.
@+

Ah super !!

Merci beaucoup ! vraiment

[invite5637435c]

Bonjour,

Avant de commencer la démonstration un petit préambule sur des points généraux, valables pour toutes alimentations à découpage.


Pour dimensionner une alimentation à découpage en général il faut tout considérer puisque rien ne sera pertinent si chaque élément de la chaîne n'est pas juste.
Par exemple ce schéma ne l'est pas, nous verrons pourquoi.
Comme la grande majorité des schémas servants d'exemple dans les notes d'applications, donc méfiance quand vous entreprenez de fabriquer ces solutions basiques qui n'ont pour seul mérite que de servir d'évaluation sur une table de labo.
Pour être exploitable dans la vraie vie il faut y apporter bon nombre d'améliorations

Voici comment déterminer le dimensionnement de cette alimentation Flyback:

On rassemble les données (selon schéma en #3):

tension d'entrée: 85VAC<Vin<265VAC
tension de sortie: 19VDC
courant de sortie: 3A
Fréquence de fonctionnement 65kHz
rendement (estimé): 80%
CosPhi estimé: 0.6
Alimentation auxiliaire: 15V-50mA


Ce qui manque dans ce design coté primaire:


A la mise sous tension un fort courant va être appelé (inrush current), qui est typiquement le cas d'une alimentation à commutation dure du fait que le condensateur de lissage va générer un courant d'appel élevé.
Pour des alimentations jusqu'à 200W~300W on peut se contenter d'insérer une CTN dédiée dont la valeur à froid sera de quelques Ohms (entre 2 et 10 Ohms).
Voir ici: http://www.mouser.com/ds/2/168/920-325D-LR-245176.pdf


Dès la mise sous tension le courant sera limité par la valeur de la résistance de la CTN, valeur qui va chuter rapidement par effet Joule et deviendra quasiment nulle après quelques centaines de ms.
Cette solution est économique et suffisante pour de petites alimentations, le point faible étant le temps de retour à la valeur nominale (quelques dizaines de secondes) à l'extinction.
De ce fait si on fait des ON/OFF successifs cette protection n'est plus aussi efficace.
Sur des alimentations plus puissantes on utilise préférentiellement une résistance fixe qui sera court-circuitée après quelques secondes par un contact de relais ou un triac,pour ne pas gréver le rendement.


Il manque également une VDR qui est une varistance, composant non linéaire, destiné à protéger contre les surtensions secteur.
Si cette varistance se met en action elle aura un comportement type court-circuit qui fera fondre le fusible en tête, sinon son impédance est très élevée et donc transparente vis à vis du secteur.
Voir ici: https://en.tdk.eu/inf/70/db/var_11/S...d_StandarD.pdf


Il ne faut pas non plus négliger les caractéristiques du fusible, qui doit être un modèle à fusion lente, ou temporisée et capable d'encaisser les appels de courants à la mise sous tension.


Toujours avoir l'esprit cette phrase de Nietzsche: "le diable est dans les détails" , la seule manière de faire est d'être rigoureux lors d'un dimensionnement, c'est valable pour tous les designs, et bien loin d'être la norme dans les produits grand public vendu par certains sites souvent cités sur ce forum...

A suivre dans la journée pour la suite du dimensionnement détaillé.

[invite5637435c]

Choix du mode de fonctionnement de ce design:

La puissance à transmettre est faible, on opte pour un régime discontinu en courant (DCM), ce qui permet une inductance primaire plus faible et un encombrement plus faible => transformateur moins cher.
Ce mode permet également une stabilité plus grande et plus simple de la boucle de régulation qu'en mode continu.
La contre-partie est un courant peak plus élevé.
C'est visiblement ce choix qui a été pris pour ce Flyback si j'en juge la valeur de la résistance de limitation en courant (R8) valant 0.25 Ohm/1W.
La datasheet du NCP1271 indique une limitation valant Imax=1V/0.25=4A

4A correspond donc à Ipeak.
Il va nous permettre par la suite de définir le rapport cyclique adopté pour ce design.

Partie 1: dimensionnement des composants d'entrée:
Pont de diode (D1-D4) et condensateur de lissage (C3)

Cette partie est bien souvent négligée, comme je le disais plus tôt et souvent sur ce forum, j'ai donc volontairement rédigé l'ensemble des calculs pour ne pas avoir à y revenir un jour.
Aujourd'hui les designers ne savent plus faire ce genre de chose, les simulateurs le faisant pour eux.
J'estime que c'est indispensable de connaitre ces méthodes qui n'ont rien de bien compliqué.

Pour cela on détermine la puissance max en entrée.
Pin(max)=Pout(max)/n => Pin(max)=[(19*3)+(15*0.05)]/0.8=72W (n étant le rendement)

Plus rigoureusement il faudrait aussi introduire l'influence du taux de distorsion harmonique THD qui n'est pas nul dans ce type d'alimentation sans PFC.

Donc écrire que Pin(max)=Vin(rms)*Iin(rms)*cos*cos

avec

Ici nous ne considérerons pas le THD

Des données précédentes on déduit le courant d'entrée AC maximum:

=> Iin_AC(max)=Pin(max)/[Vin_AC(min)*cos]=72/(85*0.6)=1.412A (par défaut le cos doit être pris entre 0.5 et 0.6 pour un Flyback)

La tension continue max après redressement et filtrage:

=> Vin_DC(max)=[Vin_AC(max)-2Vd]*rac2=[265-2]*rac2=372V (Vd est la tension directe d'une diode, on prend 1V)

La tension continue minimum après filtrage:

=> Vin_DC(min)=(Vin_AC(min)-2Vd)*rac2=(85-2)*rac2=117V


Il faut aussi tenir compte de l'ondulation aux bornes de la capacité de filtrage, on prend généralement une amplitude crête à crête valant 40% de Vin_DC(min), soit une amplitude de 46.8V.
On note Vond(càc)=46.8V


Soit Vin_DC(min)peak=Vin_DC(min) - Vond(càc)=117-46.8=70.2V

Calcul du courant peak de C3:

i_peak(C3)= C3*d(V(C3))/dt = C3*d[Vin_DC(min)*sin(360*f*t)]=2*pi*f*C3*Vin_DC(min)*cos(360 *f*t1)

t1 est la valeur du temps sur la sinusoïde où débute la recharge de C3.

t1=arcsin[Vin_DC(min)peak/Vin_DC(min)]/(360*50)= 2.05ms

on déduit le temps effectif de la recharge de C3:

tc(C3)=0.005-0.0025=2.5ms

Le temps de décharge est donc td(C3)=0.01-0.0025=7.5ms

L'énergie à stocker dans C3 requise est Win=2*Pin(max)*td(C3)=72/50=1.08J

D'où C3=Win/(Vin_DC(min)²-Vin_DC(min)peak²)=123µF

d'où i(C3)peak=2*pi*f*C3*Vin_DC(min)*cos(360 *f*t1)=3.61A

Pour choisir C3 nous devons déterminer le courant RMS qui va circuler dans ce condensateur et ainsi calculer sa température en fonctionnement selon sa résistance série.

Pour cela nous devons nous intéresser aux courants du pont de diodes:

iload(max)= Pin/Vin_DC(min)peak= 1.026A
iload(min)= Pin/Vin_DC(min)=0.615A

i(d)peak= i(C3)peak + iload(max) = 4.64A

On calcule la pente en courant s(d)= [i(d)peak-iload(min)]/tc(C3) = 1610A/s

d'où le temps de conduction diode: t(d)cond=i(d)peak/s(d)=2.88ms

Le courant moyen est Iload(moy)= i(d)peak*t(d)cond*f=0.668A

On en déduit le courant RMS circulant dans le condensateur C3:

I(C3)rms = = 1.27A

Le courant RMS dans chaque diode:

I(d)rms= = 1.016A

Le courant moyen dans chaque diode:

I(d)moy= Iload(moy)/2 = 0.334A

nous avons tout qui se résume ainsi:

C3=120µF/400VDC avec I(C3)rms=1.27A

Diode: i(d)peak=4.64A et I(d)moy=0.334A

Le design en #3 est donc basé sur une capacité trop faible de 82µF, la règle empirique est qu'un condensateur destiné à fonctionner sur une tension universelle doit avoir une valeur de 2µF/W soit normalement 144µF.
Pour une alimentation Européenne (180V~260V) la règle est 1µF/W, je pense que le design de cette note d'application a été faite à l'origine sur cette base.

Il serait donc judicieux de prendre 150µF/400VDC car je n'ai pas tenu compte d'une éventuelle perte brève de signal en entrée (une demi-alternance secteur).Nous allons ensuite voir le dimensionnement du transformateur.
@+

[invite5637435c]

Pour définir le rapport cyclique il faut tenir compte de plusieurs facteurs qui sont des hypothèses prises dès le départ de l'étude:


La tension aux bornes du transistor de commutation est la somme de plusieurs tensions:


-> La tension réfléchie Vr, qui est la tension de sortie vue par le primaire lorsque le transistor est bloqué, au rapport de transformation près, soit Vr=Vout*N
-> La tension peak est une surtension qui dépend de l'inductance de fuite du transformateur, lorsque le transistor se bloque le courant circule dans cette inductance et provoque
une surtension Vpeak=Lf*di/dt
-> La tension max du condensateur réservoir soit V(C3)max = 372V


La tension max du transistor choisi (SPP06N80) est de 800V, donc nous devons respecter la contrainte suivante:


Vmos= Vr + Vpeak + V(C3)max + V(marge_sécurité) < 800V


La marge de sécurité minimum doit être de 100V


Donc la seule valeur sur laquelle nous pouvons agir est Vpeak et Vr selon le rapport cyclique adopté.


Pour agir au mieux sur Vpeak il faudra respecter la règle que l'inductance de fuite doit être au maximum de 3% de l'inductance de magnétisante Lm.


La règle pour démarrer un design de Flyback est de considérer Vpeak = 30% (Vds) = 240V max


Et 80V < Vr < 200V


Vr = 800 - 240 - 372 - 100 = 100V


Avec cette première hypothèse nous pouvons déterminer Dmax:


Dmax = Vr/[Vr+Vin_DC(min)] = 58.8%


Nous savons que la limite en courant a été fixé à 4A (R8 à 0.25 Ohm sur le schéma) donc nous fixons Ip(max) à 90% de Ipeak, cela permet d'accepter une légère surconsommation sans déclencher la sécurité.


On applique la loi régissant une inductance: Vin_DC(min)peak = Lp di/dt


et Lp = Vin_DC(min)peak * Dmax/[Ip(max)*fsw] = 176.4µH le design indique 180µH c'est plutôt pas mal du tout!


Nous déduisons Lf => Lf < 3%Lp = 5.3µH le design indique 2.5µH soit 1.4% de Lp ce qui est très bien.


Nous pouvons maintenant calculer le rapport de transformation N:


N= Vr/(Vout + Vd) = 100/20 = 5


Le design indique un rapport de transformation N=5, notre hypothèse est donc super correcte.

[invite5637435c]

Sans connaitre le noyau magnétique choisi dans ce design il est plus difficile de définir le nombre de spires primaire et secondaire.

Nous pouvons contourner le problème en utilisant les valeurs indiquées dans le design pour retrouver le noyau.
Ou ne pas tenir compte du noyau du design et en choisir un adapté.

Nous verrons ça par la suite.
@+

[invite99646345]

Super !!!! Merci beaucoup !!! C'est très détaillé et très bien expliqué !!!
Par contre pourquoi avoir pris "Alimentation auxiliaire: 15V-50mA" ? Ce n'est pas 16V ? et le courant tu l'as déterminé comment ?

En tout cas merci pour toutes ces précisions !!! Hâte de lire la suite

[invite5637435c]

Le circuit consomme très peu, avec 50mA on est large.
On peut mettre 16V mais je n'ai pas d'info sur sa valeur exacte.
D'après la doc on doit être entre 12 et 20V.
Si j'en juge le rapport de spires on doit être pas loin de 16V en effet et c'est à mi chemin entre 12V et 20V.
Partons là-dessus.

[invite99646345]

Le circuit consomme très peu, avec 50mA on est large.
On peut mettre 16V mais je n'ai pas d'info sur sa valeur exacte.
D'après la doc on doit être entre 12 et 20V.
Si j'en juge le rapport de spires on doit être pas loin de 16V en effet et c'est à mi chemin entre 12V et 20V.
Partons là-dessus.

ça marche Parfait !

Merci

[invite99646345]

Lp = Vin_DC(min)peak * Dmax/[Ip(max)*fsw] = 176.4µH le design indique 180µH c'est plutôt pas mal du tout!

Qu'est-ce que fsw ?

merci

[invite5637435c]

fsw est la fréquence de découpage (frequency switching).

On connait maintenant le rapport cyclique Dmax=58.8%

On déduit t(on)=Dmax/fsw=0.588/65000=9.046µs

Ipeak(mos)=2*Pin(max)/(fsw*t(on)*Vin_DC(min)_peak)

Ipeak=3.49A est donc le courant maximum qui traversera l'inductance du primaire et le commutateur.

Le dimensionnement d'un transformateur est concrètement une approche successive, généralement il faut 2 ou 3 protos pour toucher au but.
La raison est que certaines approximations et hypothèses doivent être faites et seul l'essai réel permet de valider.
L'élévation de la température, la stratégie pour la géométrie du bobinage, la qualité de la réalisation, le choix du support de bobinage
selon la puissance du transformateur, de la tension de sortie, les normes à atteindre, etc sont autant de facteur qui devront être
pris en compte pour réaliser un composant fiable et économiquement viable.
Généralement les transformateurs décrits dans les notes d'application respectent peu ces contraintes, le but étant de réaliser un exemple de mise en oeuvre
générale et avec un transformateur faisant le job sans plus.
Donc toujours vérifier avant de se lancer dans ce genre de réalisation tête baissée.
Ainsi les densités de courants adoptées pour les sections de fils seront rarement les bonnes, on trouve souvent du 5A/mm² là où 2.5A/mm² est plus conservatif pour atteindre
les objectifs normatifs pour de petits transformateurs dont le rendement général dépend fortement de la température.
Même si différents outils numériques performants ont vu le jour, cela reste un moyen de définition parmi d'autres, pas une fin en soit loin de là, même aujourd'hui, puisque selon les choix
pris par le designer l'outil ne corrigera rien et donnera un résultat qui peut paraître acceptable mais théoriquement seulement.
Les méthodes corrigées par l'expérience sont plus pertinentes pour évaluer et donner un résultat avec moins d'itérations.

J'ai souvent parlé ici de la méthode des produits des surfaces, qui est la plus répandue, cette méthode est incontournable.
Il existe des variantes de cette méthode utilisant des coefficients obscurs plus ou moins fiables proposés par certains fabricants de ferrites et donc peu transposables à d'autres marques.
Je n'utiliserai ici que la méthode largement répandue du produit des surfaces, ma présentation n'a pas vocation à être un cours magistral.

Le produit des surfaces du noyau, Ap, est régit par une équation fondamentale, Ap=Aw*Ae, qui lie la surface effective du noyau (Ae) et sa surface vide (Aw) destinée à recevoir le bobinage.

On comprend de suite que Aw va fortement impacter le design selon la section des conducteurs qui seront utilisés, le nombre de spires, les dimensions utiles de la carcasse qui va
recevoir le noyau, les bobinages, les isolants, etc.
Si un fil a une grosse section il formera un angle minimum de courbure qui imposera un foisonnement plus grand et donc moins de spires devront occuper l'espace de bobinage.
Si les contraintes normatives telles que l'UL60950 impose 8mm d'isolement entre primaire et secondaire, on voit que les options seront très différentes.
Il faut donc trouver de bons compromis entre technologies du fil (fil simple, fils en parallèle, fils de Litz, bande de cuivre), nombre de spires dépendant de l'équation, facilité de bobinage,
disponibilité, prix...

A suivre.