Mesure précise d'une tension de faible valeur

[Yvan_Delaserge]

Bonjour,

Le milliwattmètre Hewlett-Packard 432A est un instrument qui date des années 70, mais qui reste très utile encore de nos jours. Il permet la mesure de la puissance entre 10 uWatts (-20 dBm) et 10 milliwatts (+ 10 dBm) d'un signal radiofréquence de 10 MHz à 40 GHz.

Sa technologie est entièrement analogique et je suis en train de réfléchir à la possibilité d'améliorer ses performances en utilisant des composants modernes.

C'est la raison du présent fil de discussion.

Voici comment fonctionne cet instrument.



A gauche du schéma-bloc, on peut voir deux ponts de Wheatstone, contenant chacun une thermistance.
Celui du bas ( compensation bridge) n'est influencé que par la température ambiante.
Celui du haut (RF bridge) est influencé par la température ambiante, et aussi par la chaleur produite par le signal radiofréquence dont on cherche à mesurer la puissance.
En comparant les deux tensions Vcomp et Vrf, en provenance des deux ponts, on peut calculer la puissance du signal radiofréquence.
La formule est la suivante: Puissance HF = 1/4R * ( Vcomp + Vrf)*(Vcomp - Vrf)

où R est la résistance de la thermistance : 200 Ohms.

Dans l'instrument original, comme on peut le voir sur le schéma, les deux tensions V comp et Vrf sont hachées à 5 KHz, pour pouvoir être amplifiées, puis le calcul selon la formule ci-dessus est réalisé par ce que l'on pourrait appeler un calculateur analogique.

A l'arrière de l'appareil, les deux tensions Vcomp et Vrf sont disponibles au niveau de deux prises BNC.

Avec les composants disponibles actuellement, on pourrait imaginer de numériser les deux signaux, puis d'effectuer le calcul au moyen d'un microcontrôleur.

Malheureusement, ce n'est pas si simple!
-----

[Yvan_Delaserge]

J'ai fait des mesures des tensions Vcomp et Vrf, pour des signaux radiofréquence entre -30 dBm et + 10 dBm.
Les mesures ont été faites avec un multimètre numérique de type courant.



Les deux colonnes de gauche montrent la puissance du signal radiofréquence appliqué, en milliwatts et en dBm.
Avec les valeurs de Vcomp et de Vrf figurant dans les deux colonnes du milieu, on obtient bien les puissances correctes en dBm (colonne tout à droite).

Sauf que pour obtenir ces résultats, j'ai dû modifier les valeurs de Vrf pour les puissances inférieures à -15 dBm! L'erreur devenait de plus en plus importante au fur et à mesure que la puissance radiofréquence appliquée était faible.

De plus, j'ai dû tricher pour obtenir les résultats de Vrf. En effet, mon multimètre numérique n'a qu'une résolution de 3 digits et demi. Donc au lieu de mesurer séparément les valeurs de Vcomp et de Vrf, pour Vrf, j'ai mesuré la différence entre les deux tensions et je l'ai ajoutée à Vcomp.
Et même comme cela, on voit en regardant la dernière ligne du tableau, que la précision de la mesure de ces deux tensions devrait atteindre le centième de millivolt. C'est inatteignable, même avec un CAN de 12 bits.

Après ces longs préambules, mais qui me semblent quand même nécessaires pour bien poser le problème, voici LA question à 100 euros:

Comment procéder avec des composants disponibles un demi-siècle après, pour traiter Vcomp et Vrf, afin d'au moins égaler les possibilités du vénérable HP 432?

[Yvan_Delaserge]

Pour essayer de simplifier le problème, je pense que tout le monde sera d'accord sur un point: avant de numériser, les deux signaux, il faudra les amplifier.

Pour les amplifier, on pourra faire appel à deux amplificateurs d'instrumentation sur le même chip, l'un fournissant Vcomp + Vrf et l'autre Vcomp - Vrf.

Mais ces deux amplificateurs d'instrumentation devront avoir un CMRR le plus élevé possible, puisqu'il s'agit d'amplifier un signal de quelques dizaines de microvolts en présence d'un mode commun de plus de 5 volts.

Une difficulté qui ne se pose pas ici est la largeur de bande. On traite des signaux proches du continu.

Est-ce réalisable avec les amplis d'instrumentation modernes et à quoi faut-il prêter particulièrement attention? A la dérive thermique? Aux perturbations (ronflette) ? Et comment s'en affranchir?

[bobflux]

"Lock-in amplifier" style AD630?

[A voir en vidéo sur Futura]

[Yvan_Delaserge]

Le lock-in amplifier sert a faire de la*détection synchrone. C'*est une technique de*traitement du signal*permettant d'extraire des signaux de faible amplitude, mais à*bande étroite, noyés dans du*bruit*important, à large bande, par multiplication du signal par un*signal sinusoïdal*de*fréquence*proche de celle de la fréquence moyenne à détecter. Dite aussi*démodulation cohérente, elle peut s'analyser comme un changement de fréquence opéré sur une*porteuse*à fréquence intermédiaire.

En l'occurrence, les signaux Vrf et Vcomp du HP432A ne sont pas bruites.

La ou il y aurait des possibilites d'amelioration par rapport a l'instrument original, ce serait pour les faibles puissances, moins de 15 dBm. L'instrument manque de precision et surtout le zero manque de stabilite. Il est assure par une sorte de sample-and-hold en composants discrets.

Il me semble qu'un amplificateur d'instrumentation permettrait d'amplifier les signaux avec la precision necessaire, tout en ayant une meilleure stabilite du zero. Il permettrait aussi de varier le gain selon les niveaux de puissance.
Je pense qu'il faudrait fournir au CAN un signal aussi proche que possible de 5 V pour avoir la meilleure dynamique possible.
Ce qui veut dire que pour la gamme -25 a -30 dBm, comme la difference entre Vrf et Vcomp se trouve entre 70 et 250 uV, il faudrait un gain de 20 000!
Et pour la gamme +5 a +10 dBm, un gain de 6.

On trouve des amplis d'instrumentation tout faits sur platine avec les IC suivants:
AD620
AD623
AD8221AR
INA333

Est-ce que l'un d'entre vous a deja travaille avec ces amplificateurs d'instrumentation?
Un gain de 20 000, ca vous parait raisonnable?

[jiherve]

bonsoir
en continu non c'est pour çà que HP a utilisé un chopper.
question est il électromécanique (comme dans les µvoltmètres Phillips de la grande époque) ou bien électronique avec des 3N74 ou equivalents?
JR

[Vincent PETIT]

Bonjour,
L'amplificateur d'instrumentation AD620 est souvent utilisé dans les applications de type EEG / ECG. Cet ampli à un fort CMRR et une grande impédance d'entrée donc idéal pour les petits signaux hautes impédances comme ceux du corps humain (~10µV pour les EEG.) Pour le gain de 20 000 non ça ne me paraît pas réaliste, il faut cascader des amplificateurs. Dans ton application je ne pense pas qu'on soit en haute impédance, c'est probablement du 50Ω en entrée ?

Concernant la stabilité en basse fréquence, ce dont JR parle, l'utilisation d'un chopper sert probablement à s'affranchir du bruit 1/f. Dans certaine application (en DC) ce bruit est gênant et empêche des mesures précises car il n'est pas du tout négligeable, la mesure bouge fort.

Le bruit d'un AOP standard (à gauche) comparé à des technos d'AOP Zéro-drift (techno auto zero, chopper, les deux en même temps) https://www.analog.com/en/analog-dia...onal-amps.html

C'est vrai que 40 ans plus tard, la question de faire mieux avec les technos actuelles se pose.

Si j'ai bien compris le principe ici, c'est de soustraire la température ambiante (compensation bridge) de la température de la thermistance qui voit passer le signal RF (RF bridge) ?

[bobflux]

Mesure fine de température = attention aux courants d'air.

Enfin, j'ai jamais fait de mesure de température comme ça, mais en mesurant la dérive d'un oscillateur à quartz, dont la fréquence est sensible à la température, il y a une grosse différence entre "à l'air libre" et "avec une boule de coton scotchée dessus" en ce qui concerne la dérive à court terme, genre sur 0.1s-1s... Je suppute que pour le cas présent les courants d'air vont se manifester sous forme d'un surcroit de bruit en 1/f, d'où l'intérêt du chopper. Il va aussi falloir tout mettre dans une enceinte en alu pour que les variations de T° extérieure n'influencent pas les deux points de mesure de la T° de façon différente...

[Yvan_Delaserge]

bonsoir
en continu non c'est pour çà que HP a utilisé un chopper.
question est il électromécanique (comme dans les µvoltmètres Phillips de la grande époque) ou bien électronique avec des 3N74 ou equivalents?
JR

Le chopper est électronique avec des transistors à effet de champ. Références HP comme d'habitude, Hewlett-Packard utilisait des composants maison.
Surtout à l'époque, dans les années 70, le transistor à effet de champ était encore relativement une nouveauté.



Sur le schéma, on voit l'arrivée des deux signaux Vcomp et Vrf en bas à gauche.
Ils sont dirigés:
a) d'une part vers un sommateur constitué tout simplement de deux résistances 10 K. On obtient ainsi Vcomp + Vrf.
b) d'autre part vers le chopper, commandé par le multivibrateur. Le chopper laisse passer 50% du temps Vcomp et 50 % du temps Vrf. On obtuient ainsi Vcomp - Vrf. Il fallait y penser!

Voir l'équation ci-dessus qui utilise ces deux termes, Vcomp+Vrf et Vcomp-Vrf, pour le calcul de la puissance HF.

[Yvan_Delaserge]

Bonjour,
L'amplificateur d'instrumentation AD620 est souvent utilisé dans les applications de type EEG / ECG. Cet ampli à un fort CMRR et une grande impédance d'entrée donc idéal pour les petits signaux hautes impédances comme ceux du corps humain (~10µV pour les EEG.) Pour le gain de 20 000 non ça ne me paraît pas réaliste, il faut cascader des amplificateurs. Dans ton application je ne pense pas qu'on soit en haute impédance, c'est probablement du 50Ω en entrée ?

Le milliwattmètre HP432A possède deux sorties à l'arrière, sur deux prises BNC, l'une avec Vrf et l'autre avec Vcomp. Il ne faut pas les charger avec moins de 10 KOhm.
Le manuel décrit comment les utiliser pour effectuer une mesure de précision.



Mon idée générale serait de se connecter sur ces deux sorties avec un ampli d'instrumentation, de les amplifier au niveau nécessaire, puis de les numériser et d'effectuer le calcul et l'affichage au moyen d'un microcontrôleur.

L'intérêt serait d'améliorer les possibilités de l'appareil original lorsqu'il s'agit de mesurer de -15 à - 30 dBm.
de -15 à + 10 dBm, l'appareil tel qu'il est marche très bien. Le problème, c'est pour les faibles puissances.
Il manque de précision (indique des puissances trop élevées). C'est probablement lié à l'instabilité du zéro. C'est là que j'ai l'espoir de faire mieux avec un ampli d'instrumentation moderne.

[Yvan_Delaserge]

Concernant la stabilité en basse fréquence, ce dont JR parle, l'utilisation d'un chopper sert probablement à s'affranchir du bruit 1/f. Dans certaine application (en DC) ce bruit est gênant et empêche des mesures précises car il n'est pas du tout négligeable, la mesure bouge fort.

Pièce jointe 427834
Le bruit d'un AOP standard (à gauche) comparé à des technos d'AOP Zéro-drift (techno auto zero, chopper, les deux en même temps) https://www.analog.com/en/analog-dia...onal-amps.html

Merci pour cette fort intéressante référence.

C'est vrai que 40 ans plus tard, la question de faire mieux avec les technos actuelles se pose.

On trouve actuellement facilement des amplis d'instrumentation sur platine toute faite et à bon prix pour les amplis d'instrumentation suivants:
AD8221AR
INA333
AD620
AD623

Pour résumer le problème, ici, il s'agit d'amplifier deux signaux
a) disponibles avec une impédance >= 10 KOhms.
b) présentant un CMRR de l'ordre de 5 Volts.
c) le signal le plus faible à mesurer (puissances RF de -15 à -30 dBm) est de quelques dizaines de microvolts.
d) il faudra donc amplifier fortement ce faible signal pour pouvoir le numériser.

Voici des extraits des datasheets de ces quatre amplis d'instrumentation:



le quel vous semblerait le mieux adapté pour cette utilisation?

Si j'ai bien compris le principe ici, c'est de soustraire la température ambiante (compensation bridge) de la température de la thermistance qui voit passer le signal RF (RF bridge) ?

Oui, tout-à-fait. on a deux ponts de Wheatstone, contenant chacun une thermistance.

L'un ( compensation bridge) n'est influencé que par la température ambiante. Il fournit la tension Vcomp.

L'autre (RF bridge) est influencé par la température ambiante, et aussi par la chaleur produite par le signal radiofréquence dont on cherche à mesurer la puissance.
Il fournit la tension Vrf.

En comparant les deux tensions Vcomp et Vrf, en provenance des deux ponts, on peut calculer la puissance du signal radiofréquence.
La formule est la suivante: Puissance HF = 1/4R * ( Vcomp + Vrf)*(Vcomp - Vrf)
où R est la résistance du pont: 200 Ohms.

[Yvan_Delaserge]

Mesure fine de température = attention aux courants d'air.

Enfin, j'ai jamais fait de mesure de température comme ça, mais en mesurant la dérive d'un oscillateur à quartz, dont la fréquence est sensible à la température, il y a une grosse différence entre "à l'air libre" et "avec une boule de coton scotchée dessus" en ce qui concerne la dérive à court terme, genre sur 0.1s-1s... Je suppute que pour le cas présent les courants d'air vont se manifester sous forme d'un surcroit de bruit en 1/f, d'où l'intérêt du chopper. Il va aussi falloir tout mettre dans une enceinte en alu pour que les variations de T° extérieure n'influencent pas les deux points de mesure de la T° de façon différente...

oui, bien sûr. Tout se trouve dans des boîtiers.

Je pensais réaliser le nouveau montage avec l'ampli d'instrumentation, le microcontrôleur et l'afficheur dans un boîtier séparé, relié au HP 432A par deux câbles munis de fiches BNC à connecter aux deux prises derrière le HP432A.
D'après les datasheets, le maximum input offset drift pour les différents modèles va de 0,1 à 0,6 uV par degré centigrade. On cherche à mesurer la dizaine de microvolts. Cela ne devrait donc pas trop poser de problèmes, non?

[Vincent PETIT]

Bonjour,
Je pense que pour choisir le bon AOP il manque des données que HP avait en ça sa possession ; la figure de bruit des bridges RF et Compensation.

Dans les datasheets on voit les figures de bruit des AOP eux mêmes ce qui permet de faire ce type de simulation :
Du haut vers le bas, modélisation du bruit thermique des résistances et les sources de bruit voltage noise et current noise de l'AOP puis on combine tout et on ramène à l'entrée (RTI = referred to the input), enfin on simule avec le signal propre, ici connecté à R1 et un AOP idéal entaché du bruit total connecté à l'entrée non inverseuse.



Là où je veux en venir, c'est que le signal connecté à R1 dans le schéma ci dessus, et qui serait en quelque sorte la sortie du pont de Wheatstone, doit lui aussi être modélisé avec sa figure de bruit. Le bruit du pont. Si HP a choisi un chopper c'est peut être parce qu'il s'est aperçu que le bruit basse fréquence 1/f du pont était phénoménal, s'il monte dans les mV_peak-peak cela implique 2 choses ; les imperfections de la figures de bruit de l'AOP seront négligeables et surtout les mesures proches du DC vont être fortement instable après l'amplification. Je suis à peu prés sur que HP a mesuré le buit 1/f de ses bridges, il a trouvé ce qu'on appelle le "1/f corner" (la limite entre la fin du bruit 1/f et le début du bruit thermique) et avec leur chopper il translate le signal utile au delà du "1/f corner", c'est à dire à 5kHz

Voir figure 1 ("1/f corner") https://www.analog.com/en/analog-dia...1-f-noise.html

Tout ça pour dire que :

c) le signal le plus faible à mesurer (puissances RF de -15 à -30 dBm) est de quelques dizaines de microvolts.

Il est possible que ces µV soient complétement noyés dans le bruit 1/f et ce n'est que par la technique du chopper (translation du signal vers de fréquence plus haute) que HP arrive a sortir le signal du bruit basse fréquence.

Dans l'ouvrage : Operational Amplifier Noise Techniques and Tips for Analyzing and Reducing Noise - Art Kay, Newnes 2012 page 85, figure 5.35 il donne un schéma de test pour mesurer le bruit 1/f. Ce schéma, une fois relié à un oscillo, permet de déterminer le bruit peak-peak d'un OPA227 mais ça pourrait être le pont RF ou Compensation du HP. Personnellement je n'ai jamais fait de telle mesure dans mon labo.

[Vincent PETIT]

En me relisant j'ai l'impression de ne pas avoir été clair.

Sur la figure de bruit ci dessous (c'est un exemple), on voit le bruit 1/f en rouge, le signal utile de petite amplitude en bleu et le bruit thermique en vert. Le problème du flicker c'est quand on veut mesurer des très petites tensions basses fréquences. La figure de bruit doit être analysé afin de s'assurer que le bruit 1/f reste négligeable par rapport au signal utile. La présence du chopper, qui sert à déplacer le signal utile vers la droite pour le sortir du bruit 1/f (grosso modo on peut résumer ça ainsi), me fait dire que HP a été embêté avec le 1/f des bridges.

Sur mon dessin j'ai un 1/f corner vers 30Hz, au delà on dans le bruit de fond thermique souvent assez bas.

[Yvan_Delaserge]

Magistral! Merci Vincent.

Poir etre fixe, ce qu'il me faudrait faire maintenant, c'est mesurer le bruit 1/f des ponts de Wheatstone de l'appareil.
Les deux signaux Vrf et Vcomp sont disponibles au niveau des dueux BNC a l'arriere de l'appareil, mais un oscilloscope ne va guere pouvoir mesurer en-dessous du millivolt. Quelle est la methode preconisee dans l'ouvrage :*Operational Amplifier Noise Techniques and Tips for Analyzing and Reducing Noise?

[Vincent PETIT]

Voici comment l’auteur du livre (qui est un ingénieur de chez Texas Instruments) fait pour mesurer le bruit 1/f d’un OPA227.

On lui donne un fort gain avec ses entrées à la masse afin qu’il amplifie son propre bruit. La partie qui suit, 1/f filter, est le filtre 0.1Hz ~10Hz (caractéristique de la plage d’analyse du 1/f) avec un gain de 100. La partie DUT serait à remplacer par le pont à une certaine température donnée et fixe, la température ambiante par exemple. Et ce qu’on voit à l’oscillo c’est la valeur peak-peak du bruit 1/f (sans composante continue grâce au condensateur de liaison C1.) sur la bande 0.1Hz à 10Hz.

Sur l’image ci-dessous j’ai ajouté un peu d’élément statistique, la densité de probabilité (la courbe), la densité de distribution Vpeak-peak bornée à 6σ, la valeur moyenne et la valeur RMS.



Je pense que le V_peak-peak du bruit 1/f issue de la thermistance doit être fort car dans les ampoules à incandescence on arrive a percevoir le scintillement du filament, c'est dire si la puissance du 1/f. Donc tenter de mesurer la puissance du signal RF, qui doit s'accompagner d'une montée en température, dans un bruit 1/f qui fait du yoyo, ça ne doit vraiment pas être simple.

[Yvan_Delaserge]

C'est pas croyable ce qu'on retrouve dans les tiroirs! En l'occurrence, c'est encore un tiroir.



Un Tektro 5A22N, un ampli differentiel. Ce truc descend jusqu'a 10 uV par division.
Je vais y brancher les deux signaux Vrf et Vcomp et on verra s'ils sont bruites et de combien.

[Yvan_Delaserge]

J'ai fait quelques essais avec le 5A22N.



Je trouve un signal 100 Hz avec une forte composante 400 Hz, d'amplitude 300 uV p-p.
Je me demande si c'est un signal réel ou si c'est un artéfact.
Pour obtenir ce signal, j'ai relié les deux sorties Vrf et Vcomp présentes sur deux BNC à l'arrière de l'appareil, directement aux deux entrées du tiroir 5A22N, avec deux câbles coaxiaux munis de fiches BNC.
Ce qui signifie que la masse est commune aux deux appareils, l'oscilloscope et le HP432A.

Il me semble qu'il faudrait plutôt utiliser deux sondes d'oscilloscope classiques et les connecter aux deux points présentant Vrf et Vcomp. Et ne pas connecter les pinces de masse des sondes au HP 432A.

De cette manière, les masses de l'oscilloscope et du HP432A ne seraient pas connectées.

Qu'en pensez-vous?

L'oscillogramme du haut a été réalisé en utilisant le filtre du 5A22N pour atténuer au maximum les fréquences élevées. L'oscillogramme du bas a été réalisé avec le filtre laissant passer jusqu'à 100 KHz. Si je règle le filtre sur la position 1 MHz, on a encore plus de bruit.
Mais là, on n'est plus sur du bruit 1/f. Se pourrait-il que les deux ponts de Wheatstone produisent du bruit qui croît avec la bande passante? C'est l'inverse du bruit 1/f!

Bizarre... Que penser de tout ceci?

[Vincent PETIT]

- Ton branchement me semble correct.

- Pour moi tu vois le bruit de l'alimentation secteur.
Le 100Hz est surement lié au redressement de l'alimentation secteur, d'ailleurs ça ne coûte rien de vérifier le condensateur électrochimique qui se trouve juste après le pont de diode. Le 400Hz peut être un harmonique causé par la non symétrie de la charge derrière le pont de diode (courant sur une alternance différent du courant sur l'autre alternance = apparition des harmoniques de rang paire).

- Ton Tektro a une option intéressante on dirait. Tu peux faire la même mesure mais en limitant la bande passante à 10Hz avec un couplage AC pour virer une éventuelle composante continue ? C'est à dire une mesure qui devrait s'approcher de 0.1Hz à 10Hz, c'est la bande de référence pour l'analyse du 1/f.

Si je règle le filtre sur la position 1 MHz, on a encore plus de bruit.
Mais là, on n'est plus sur du bruit 1/f. Se pourrait-il que les deux ponts de Wheatstone produisent du bruit qui croît avec la bande passante? C'est l'inverse du bruit 1/f!

C'est exactement ça ! Plus la bande passante est grande et plus il y a de bruit. Dans les calculs de bruit on voit très vite que sur une grande bande passante le bruit broadband (le bruit thermique) domine largement le bruit 1/f. Quelques explications du bruit (exemple sur un AOP mais transposable sur autre chose, les formules que j'utilise se trouve dans le livre cité plus haut ou sur le site de chez Texas Instruments, voir les vidéos à droite https://training.ti.com/node/1138803...-14685-1138803)

Si on se projette sur un graphique linéaire on voit tout de suite que le bruit 1/f n'a pas une aire aussi grande qu'on pouvait le penser. C'est une fonction 1/x qui va tendre vers zéro à ses extrêmes contrairement au bruit large bande qui est rectangulaire. Sur des grandes plages de fréquence, sa puissance spectrale est bien plus grande.

path892.png

Exemple de calcul du bruit 1/f sur 0.1Hz à 10Hz depuis le graphique de l'AOP AD620

ellipse1596.png

Exemple de calcul complet 1/f + broadband noise sur 10kHz. On voit que le 1/f est insignifiant.

path1813.png

[bobflux]

Pour savoir si le 100Hz visualisé provient du secteur, il faut mettre l'oscillo en synchro secteur (c'est le bouton "LINE" sur la base de temps du scope).

Une fois ceci fait, si le tracé à l'écran est stable, cela signifie que la fréquence est exactement la même que celle du secteur, donc une très forte probabilité que ça vienne de là.

Une autre chose à faire c'est mettre un Té BNC sur une des sorties du 432A et donc brancher les deux entrées du tiroir différentiel du scope sur cette même sortie. On doit voir à l'écran un tracé plat puisque la tension sur les deux entrées est la même. Si le tracé n'est pas plat, alors tu ne mesurais pas une tension différentielle, mais le CMRR du scope.

[Yvan_Delaserge]

Pour savoir si le 100Hz visualisé provient du secteur, il faut mettre l'oscillo en synchro secteur (c'est le bouton "LINE" sur la base de temps du scope).

Une fois ceci fait, si le tracé à l'écran est stable, cela signifie que la fréquence est exactement la même que celle du secteur, donc une très forte probabilité que ça vienne de là.

Une autre chose à faire c'est mettre un Té BNC sur une des sorties du 432A et donc brancher les deux entrées du tiroir différentiel du scope sur cette même sortie. On doit voir à l'écran un tracé plat puisque la tension sur les deux entrées est la même. Si le tracé n'est pas plat, alors tu ne mesurais pas une tension différentielle, mais le CMRR du scope.

En fait, sur le #18 mon clavier a fourché!
Le scope est sur 5ms/division. Ce que l'on voit, c'est du 50Hz (période de 20 ms) avec une forte composante 200 Hz (période 5 ms).
Désolé.
Avec la synchro sur "line", le signal est stable. C'est incontestablement du 50 Hz réseau.

Je vais essayer la manip que tu proposes, c'est une bonne idée! Je vous tiendrai informés.

[Yvan_Delaserge]

- Ton Tektro a une option intéressante on dirait. Tu peux faire la même mesure mais en limitant la bande passante à 10Hz avec un couplage AC pour virer une éventuelle composante continue ? C'est à dire une mesure qui devrait s'approcher de 0.1Hz à 10Hz, c'est la bande de référence pour l'analyse du 1/f.

Malheureusement, le réglage ne va pas en-dessous de 100 Hz.

J'ai essayé divers branchements, visant à éviter les boucles de masse. La doc du HP 432, mais aussi celle du Tektronix 5A22N mettent en garde contre ce type de problèmes en cas de ronflette 50Hz.
Le mieux que j'ai réussi à obtenir est une ronflette de 200 mV p-p.
En réglant le 5A22N au maximum de sensibilité, 10 uV/div et les sondes réglées à 1/1, on voit que le bruit en provenance des ponts de Wheatstone est d'environ 30 uV p/p.

Mais même comme ça, on trouve un signal utilisable en passant de -40 à -30 dBm. Environ 50 uV.
Je rappelle que le galvanomètre du HP 432A ne présente pas de déviation visible en passant de -40 à -30 dBm. On commence à voir une déviation en passant de -30 à-20 dBm.



Les designers de chez Hewlett-Packard avaient choisi de ne pas exploiter les possibilités du senseur thermique au-dessous de -30 dBm.

Mais je me demande si ce bruit BF ne pourrait pas être filtré, avec un filtre-passe-bas, et/ou en faisant des mesures répétées avec un CAN, puis une moyenne ... comment dit-on déjà? Sliding average? Moyenne coulissante?

[Yvan_Delaserge]

Voici la vidéo faite lors de la mesure.
https://www.facebook.com/yvan.delase...51606091587968

[Vincent PETIT]

Bonjour,

Malheureusement, le réglage ne va pas en-dessous de 100 Hz.

Mince, aurai je été trompé par la photo du Tektro ? Sur celle-ci je pensais que tu pouvais faire des réglages fins grâce au deux réglages LF-3dB et HF-3dB (avec des chevauchements de réglages)

Exemple :

Pour filtrer de DC jusque 10kHz -> seul le bouton LF-3dB est utile a condition que le bouton HF-3dB soit au moins sur 10kHz
Pour filtrer de 100Hz à 1MHz -> mettre le bouton LF-3dB sur off (DC j'imagine) et faire balayer le bouton HF-3dB de 100Hz à 1MHz

Mais peut être que je me trompe, je pensais que tu pouvais filtrer jusque 10Hz comme sur la photo (mais avec un couplage AC pour être un peu plus proche des 0.1Hz à 10Hz)

Mais je me demande si ce bruit BF ne pourrait pas être filtré, avec un filtre-passe-bas, et/ou en faisant des mesures répétées avec un CAN, puis une moyenne ... comment dit-on déjà? Sliding average? Moyenne coulissante?

Le problème de faire ça, c'est qu'on va atténuer le signal utile qui est lui aussi dans la même bande de fréquence.

Edit : je viens de voir que tu vais mis une vidéo pendant que j'écrivais. Je regarde et je reviens tout à l'heure

[bobflux]

Tu pourrais utiliser un ADC sigma delta 24 bits pour numériser ta tension, celui-ci a une très bonne précision, bruit de 35 nV (lol).

Il a une entrée différentielle, et un filtre numérique intégré...

En mode ratiométrique, c'est-à-dire en utilisant la tension qui sert à alimenter les ponts de wheatstone commme référence pour l'ADC, tu t'affranchis aussi du bruit sur cette tension de référence...

[Vincent PETIT]

Je n'arrive pas à lire la vidéo, ça m'écrit "contenu introuvable"

[Yvan_Delaserge]

Bonjour,

Mince, aurai je été trompé par la photo du Tektro ? Sur celle-ci je pensais que tu pouvais faire des réglages fins grâce au deux réglages LF-3dB et HF-3dB (avec des chevauchements de réglages)

Exemple :

Pour filtrer de DC jusque 10kHz -> seul le bouton LF-3dB est utile a condition que le bouton HF-3dB soit au moins sur 10kHz
Pour filtrer de 100Hz à 1MHz -> mettre le bouton LF-3dB sur off (DC j'imagine) et faire balayer le bouton HF-3dB de 100Hz à 1MHz

Mais peut être que je me trompe, je pensais que tu pouvais filtrer jusque 10Hz comme sur la photo (mais avec un couplage AC pour être un peu plus proche des 0.1Hz à 10Hz)

La doc du tiroir 5A22N est un peu laconique:



Comme je comprends ces indications, le bouton du haut sert à limiter la bande passante depuis le haut (= depuis les hautes fréquences)et celui du bas sert à limiter la bande passante depuis le bas. Le mieux que j'ai pu obtenir c'est avec le bouton du haut au minimum et celui du bas sur DC offset.
de commuter l'entrée des sondes sur DC ou AC ne change rien.

[Yvan_Delaserge]

J'ai enfin réussi à me débarrasser du 50 Hz parasite. Comment? En débranchant l'appareil du réseau et en l'alimentant avec du 24 V continu sur le condensateur de filtrage de l'alim.
Du reste, la maison Hewlwtt-Packard avait prévu que le HP432 pouvait être alimenté en option par une batterie 24V. Je commence à comprendre pourquoi!



Voici le signal différentiel Vrf-Vcomp. On voit bien l'amplitude du bruit BF < 100 Hz. (filtré par le tiroir du Tektronix).
En passant de -40 dBm à - 30 dBm de signal HF 1500 MHz, on voit que le signal croît de 5 carrés et demi. 55 microvolts.

En alimentant avec du continu, la stabilité de l'appareil est excellente. Même pour les gammes < 15 dBm.
J'arrive même à mettre en évidence la dérive thermique de la tête de mesure. Rien qu'en la prenant dans la main pendant 10 secondes, le signal dérive doucement de plusieurs dizaines de uV, puis revient au point de départ.
La remise à zéro fonctionne impeccablement.

Je vois donc ce qu'il me reste à faire: Alimenter l'appareil avec du continu. De préférence avec une batterie.

[Yvan_Delaserge]

Je vois que je suis encore loin d'avoir tout compris avec cet appareil. Si je l'alimente avec l'alim de gauche, que j'avais bidouillée quand j'étais jeune, j'obtiens un tracé sans ronflette (photos de gauche).



Si je l'alimente avec une alim de laboratoire, j'obtiens le tracé de droite.
J'ai vérifié à l'oscilloscope le ripple sur les deux alims, celle de gauche en a dix fois plus que celle de droite!

Conclusion: faire des mesures dans le domaine des microvolts, c'est comme faire de la nanotechnologie. Les lois de la physique ne s'appliquent plus de la même manière!

[Yvan_Delaserge]

Tu pourrais utiliser un ADC sigma delta 24 bits pour numériser ta tension, celui-ci a une très bonne précision, bruit de 35 nV (lol).

Il a une entrée différentielle, et un filtre numérique intégré...

En mode ratiométrique, c'est-à-dire en utilisant la tension qui sert à alimenter les ponts de wheatstone commme référence pour l'ADC, tu t'affranchis aussi du bruit sur cette tension de référence...

Ca c'est beau!
On trouve sur Ebay l'IC pour 5$, mais la platine d'évaluation en coûte 200!
Par contre, on trouve des ADC 16 bits sur PCB pour des prix très intéressants.
Un ADC comme celui que tu signales permettrait de réaliser un autorange.
La différence entre les deux tensions fournies par l'appareil Vrf-Vcomp va de 0 à 700 mV si l'on considère la totalité des gammes de puissances HF admissibles par l'appareil (-30 à + 10 dBm).
Si on divise 700 mV par 16 millions de pas, ça nous fait des pas de 0,04 microvolts!
C'est très largement suffisant! Je n'ai pas très bien compris la datasheet. Pourrait-on appliquer Vrf et Vcomp aux entrées de l'ADC, sans les amplifier?

Avec un ADC 16 bits, 64000 pas, 10 microvolts par pas, ça pourrait aussi le faire, à condition de ne pas descendre au-dessous de -30 dBm.