Ca n'arrivera pas, le bobinage secondaire, les diodes, limiteront naturellement le courant d'appel, contrairement à ce qui se passe dans le cas d'une alimentation (PSU) directe secteur où un soft-start est indispensable.
De plus les pont de diodes sont particulièrement robustes pour un prix dérisoire.
Dernière modification par Bitrode ; 25/03/2023 à 10h55.
Bonjour,
la ce sont des diode schottky qui supportent 300A en pointe non répétitive ...
Sans soft-start, il serait plus prudent d'utiliser des diodes "classique"
Re : Soft-start pour transfo torique 850VA?
Mais comme il y aura un soft-start...
Bon, je viens de faire quelques mesures avec un LCR-mètre HP 4261A (plus étalonné depuis lurette) et un multimètre-pas-de-poche.Il me semble qu'il y avait une astuce pour calculer la tension à vide au secondaire et la résistance DC au secondaire à partir des puissance et tension secondaire nominale et du facteur de couplage, pour "finir" de vérifier que les mesures du transfo son cohérentes, mais je n'ai plus les yeux en face des trous pour retrouver ça.
- petite mesure de contrôle avec une de mes capas 10 000µF -> 9.57mF à 120Hz et facteur de dissipation 0.243 soit ESR=34mR. Bien, ce LCR-mètre tient la route!
- résistance au primaire de mon toto : Rp=0.92R
- résistances aux secondaires Rsv=15mR (sur le vert) et Rsg=18mR (sur le rouge).
Mesure de contrôle à faire : avec les 2 secondaires branchés en série dans n'importe quel sens- inductance au primaire, autres connections ouvertes -> Lp=652mH en moyenne
- inductances aux secondaires, autres connections ouvertes -> Lsr=Lsv=7.3mH pour l'un comme pour l'autre secondaire.
Mesure de contrôle à faire : avec les 2 secondaires branchés en série & primaire ouvert. A priori, cela devrait me permettre au passage de définir les brins des secondaires qui serviront de point milieu, sinon j'aurai à sortir en plus un géné BF- inductance au primaire, secondaires court-circuités -> inductance de fuite au primaire Le=890µH
facteur de couplage kcalc =√( (Lp-Le)/Le) ) = 0.9993
En l'état, ça fait une modélisation spice k_linear =0.9993 sur Lp, Lsr, Lsr, et le dispatch des résistances parasites. Faudra que je vérifie la mesure des capas de couplage
Dernière modification par Yoghourt ; 30/03/2023 à 00h48.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Re,
Comme indiqué, je n'ai pas les infos de fabrication (matériau du noyau, dimensions diverses...). Ca me met la modélisation non-linéaire hors de portée. En attendant d'avoir l'occasion de faire mes mesures de contrôle, et inspiré par le type de courbe précédemment partagée par Biname, j'ai tourné 2 types de simus. C'est basé sur une modélisation linéaire, et je ne saurais dire si cela conduit à des résultats trop optimistes ou pessimistes.
1. Voici le courant d'appel vu du primaire pour une charge résistive au secondaire correspondant à la puissance apparente nominale.
charge R.jpgcharge R, Iappel vs. phi.jpg
On retombe sur appel de courant mini à 90° et maxi aux passages par 0V. Ipappel(phi=90°)< 2 Ipnominal
2. Et maintenant le cas d'une charge 1 pont redresseur + 90mF par rail + 200mA de conso aval par rail
charge pont + C + 200mA.jpgcharge pont + C + 200mA, Iappel et Id vs. phi.jpgcharge pont + C + 200mA, Iappel Iout pour phi=0.jpg
Les courbes en temporel sont pour phi=0. Elles vérifient bien 200mA de conso aval par rail, et le caractère "non répétitif" du courant d'appel au primaire.
On retombe sur ce qui était indiqué dans de précédents messages : le pire cas d'appel de courant correspond approximativement à phi=90°, et le passage par 0V minimise l'appel de jus au primaire.
Ipappel(phi~90°) = 120A = 32 Ipnominal
Ipappel(phi=0°) = 86A < 24 Ipnominal
Ces valeurs sont assurément exagérées a minima par ma modélisation simple/simpliste du transfo et des caractéristiques parasites des cablages & pistes. M'enfin, on est grosso-modo sur l'ordre de grandeur indiqué par Bitrode, donc ouch!
En rapport avec la remarque de DAT44, j'ai aussi sorti les courants max dans le pont de diode. Ouch, le retour : ça va de 425A en pic non répétif pour phi=0 à un peu plus de 600A pour phi~90°!
Ca ira mieux avec un bout de soft-start. Au pire à base de résistance pour la simu si je cale sur la mise en oeuvre d'une simu avec CTN, ce qui devrait être suffisant pour vérifier la tenue des diodes du pont. De plus, ça ira forcément mieux aussi avec le schéma d'alim prévu, qui est quand même moins bourrin que ça. Pour la suggestion de pouvoir déconnecter un rail, faudra que j'y réfléchisse...
Chuss,
Y.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Les modèles linéaires ne prennent pas en compte la saturation du noyau qui est la cause du courant d'appel dans le cas d'un transformateur. Pour modéliser la saturation, il faut utiliser la courbe B-H réelle du transformateur, également appelée courbe d'hystérésis.
Le graphique ci-joint
TransModLinHyst.jpg
Extrait de 'LTSpice Inductor Wiki'
montre que le modèle linéaire -point rouge - diffère fortement du modèle non linéaire - point bleu - dès que H dépasse Br/u. On peut également voir que ur (B=uH) n'est pas constant, ce qui signifie que l'inductance n'est pas constante non plus. Lorsque le noyau du transformateur est saturé, l'inductance magnétisante tend vers 0, ce qui signifie que plus rien n'est transmis au secondaire et que toute l'énergie consommée se dissipe dans la résistance interne du primaire, ce qui cause le courant d'appel.
Le coefficient de couplage prend en compte les fuites magnétiques, c'est-à-dire le champ magnétique (créé par la circulation du courant dans le primaire) qui ne circule pas dans le circuit magnétique (=tout le fer du transfo) mais à l'extérieur de ce circuit magnétique. Dans le circuit équivalent du transformateur, ces fuites sont modélisées par les inductances de fuite Lfp et Lfs. Des formules empiriques permettant de calculer ces fuites sont disponibles dans des ressources telles que A11 Transformateur
https://docplayer.fr/19194638-Transf...e-des-cas.html
Bonne source aussi pour le circuit équivalent du transformateur.
Que se passe-t-il sur ta simulation si tu envoies un signal carré de 20ms sur l'entrée de ton transfo ?
Ici, 'mon' transfo alimenté par des impulsions de 20ms 50% +-325V
TransNonLinSignCarre3.jpg
L'usine à gaz entourée en rouge est le transformateur idéal, ses bornes sont les points en verts, les bobinages du primaire et du secondaire sont dans ce cadre rouge, Rsp, Lfp, Lmagn, Lfs, Rss sont des composants 'parasites' du transfo (Rsh est une construction qui permet de mesurer I prim transfo idéal avec LTSpice ic Rsh = 0.01 ohms) .
- La première trace donne les 3 premières impulsions reçues par le primaire
- La seconde montre la saturation de Lmagn (souligné en rose), qui fait chuter le courant dans le primaire du transfo idéal et la tension et le courant au secondaire
- La troisième I et V au secondaire, les traces se superposent ! Lors de la saturation du primaire, la tension et le courant sont nuls au secondaire.
Biname
Hello,
erratum : lire kcalc =√( (Lp-Le)/Lp) ) dans un de mes messages précédents.
A priori, spice déduit de mon schéma Lfp = Lp.(1-k) = 443µH et Lfs = Ls(1-k) = 5µH
Ci-joint le résultat demandé, sur charge R=2 comme sur ton schéma, et sur charge pont+C+200mA.
Pour tes traces qui se superposent, bah, c'est rassurant, la loi d'ohm fonctionne pour R2(désolé, c'était trop tentant)
Dernière modification par Yoghourt ; 31/03/2023 à 17h47.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Ta simulation ne prend pas en compte la saturation du noyau ! Une impulsion de 20ms (4 fois plus que 1/2 50 Hz) doit saturer le noyau, le courant au primaire doit alors 'partir en flèche' et le courant au secondaire doit tomber à zéro.Envoyé par Yoghourt
Si tu doutes pour +-325V 20ms 50%, essaye avec 1000V 1000ms et 50%, passe ensuite à une impulsion d'une heure et tu te rendras compte que tu simules un transfo de courant continu
Remarque, il m'a fallu beaucoup de temps pour comprendre aussi
Ton fort courant d'appel est dû au condensateur au secondaire qui ne cesse de pomper du courant au primaire, dû au fait que ton transfo ne sature pas/jamais et transforme du continu.
Mon message précédent (ses traces++ et références++) est assez bon, mets le de côté
IIRC, les valeurs pour Lfp et Lfs (inductances de fuites) ont été calculées par moi sur base de 'A11 Transformateur'.A priori, spice déduit de mon schéma Lfp = Lp.(1-k) = 443µH et Lfs = Ls(1-k) = 5µH
IIRC elles peuvent aussi se mesurer, comme tu l'as fait dans ton msg -?2.
Je peux changer les échelles, ici celle de gauche est passée de -15 +15A à -20A +20A, et les traces ne se superposent plus.Ci-joint le résultat demandé, sur charge R=2 comme sur ton schéma, et sur charge pont+C+200mA.
Pour tes traces qui se superposent, bah, c'est rassurant, la loi d'ohm fonctionne pour R2
Biname
Dernière modification par Biname ; 31/03/2023 à 19h47.
L'autre gauche
Bah oui, puisque mon schéma utilise un couplage k_linear, ça donne un transfo linéaire sans hystérésis ni saturation...
Pour prendre en compte la saturation, je viens de passer la soirée à faire diverses tentatives en piochant au hasard dans les couplages K*T* issus de la librairie magnetic. Chou blanc : à peu de choses près, c'est comme si les inductances n'étaient plus couplées.
J'ai aussi fait un essai avec xfrm_nonlinear. J'arrive à obtenir grosso-modo un phénomène de saturation du noyau, mais avec 3 gros hics.
(1) le paramètrage est en nombre de tours => je ne maitrise pas du tout les inductances qui se cachent derrière ce modèle
(2) grosses difficultés de convergence de la simu, qui plante au bout de moins de 2 cycles au mieux => sur sinus, impossible de simuler un vrai démarrage ou arrêt
(3) c'est un modèle de transfo simple, à 1 secondaire et non 2...
Pour le modèle LTspice évoqué, ça repose sur un modèle d'inductance que je n'ai pas du tout dans mes outils. De plus, je n'ai fichtrement aucune idée de comment ça devrait être dérivé pour modéliser un transfo 230V->2x24V ou un transfo à point milieu...
Faute de pouvoir dépatouiller ça, pour l'appel de courant initial au primaire du transfo, il me reste l'hypothèse bourrine de l'impédance réduite à la résistance parasite lors de cet appel de courant, qui rejoint les considérations d'Ametherm et TDK pour la sélection d'une CTN limiteuse de courant d'appel. Ca conduit à une NTC d'environ 10R, au moins 4A en intensité nominale max. Pour le nbre de joules, selon les hypothèses retenues, j'ai un résultat qui varie de, disons, 60J à 185J. Pas grave, pas crucial pour l'instant, j'affinerai ça plus tard.
L'autre sujet lié à l'appel de courant, amené par DAT44, c'était la surintensité temporairement subie par les diodes du pont. On voit via les simus de Biname que la saturation du noyau du transfo écroule la tension et l'intensité au secondaire. Ma simu linéaire (sans saturation) exagère donc largement la réalité. Donc si ça passe avec un transfo fictif linéaire/sans saturation, ça passera à l'aise dans la réalité.
Par conséquent, et à défaut de savoir mettre une NTC ICL dans mes simus, j'ai mis une résistance Rsoft=10R court-circuitée au bout de 100ms. Là aussi, ça conduit à un résultat de simu un peu plus méchant que la réalité, qui se traduit par un 2e appel de courant au moment ou Rsoft est court-circuitée.
Résultat des courses : 1ère surintensité (fictive) au secondaire ~111A, 2e surintensité (exagérée) 114A. Ca présume une marge largement suffisante pour la survie des diodes sélectionnées.
@Biname : est-ce que tu aurais la possibilité de mettre un pont de diodes STPS30M100ST et au moins 90mF derrière dans ta simu, à la place de ta charge R2?
Allez, dodo mes yeux...
Dernière modification par Yoghourt ; 02/04/2023 à 00h47.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Sinon, comme Bitrode disait que c'était jouable de brancher mon torique sans soft-start, au moins pour le cas sans charge au secondaire. Cela m'a fait trotter en tête la possibilité de me bricoler une sonde de courant, qui me permettrait à un moment ou un autre de mieux caractériser/valider ces histoires.
Dans l'un des articles que j'avais indiqué, le gars utilisait un transfo CTS1030, spécifié pour 30A max (probablement Aeff, meme si la spec n'en dit rien), auquel il fait subir jusqu'à 200A en pointe. J'ai quelques doutes sur la fiabilité de ses mesures de telles pointes...
https://www.mouser.fr/datasheet/2/41...30-1892688.pdf
Dans le même genre, il y a plus costaud bien sûr, mais à étalonner soit-même, et avec 3x moins de tours donc mesure pas forcément plus fiable.
https://www.mouser.fr/datasheet/2/41...3A-1892758.pdf
Des avis?
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Voir le transformateur comme deux inductances couplées est simple mais confusionant, surtout lorsqu'on essaye de comprendre la saturation. Il est préférable de parler de bobinages couplés par un circuit magnétique. En plus, en français 'inductance' est utilisé pour la bobine et pour sa caractéristique L, c'est une 'métonymie'Bah oui, puisque mon schéma utilise un couplage k_linear, ça donne un transfo linéaire sans hystérésis ni saturation...
Pour prendre en compte la saturation, je viens de passer la soirée à faire diverses tentatives en piochant au hasard dans les couplages K*T* issus de la librairie magnetic. Chou blanc : à peu de choses près, c'est comme si les inductances n'étaient plus couplées.
Ce modèle doit pourtant être celui qui modélise la saturation, je ne connais pas le logiciel que tu utilises. Il y a plusieurs façons de modéliser la courbe B-H, une première approximation est un simple 'Z' qui suit le même chemin en 'montant' qu'en 'descendant', cette approximation donnera une saturation en Z, jusqu'au modèle LTSpice qui trace toute l'hystérésis en fonction des caractéristiques du transfo : noyau et bobinages/enroulements.J'ai aussi fait un essai avec xfrm_nonlinear. J'arrive à obtenir grosso-modo un phénomène de saturation du noyau, mais avec 3 gros hics.
Oublie les inductances, H = n * i / l et B = u0 * ur * H où vois-tu L là dedans ? L primaire est externe au transfo idéal et en // sur son entrée, c'est Lmagn. Les modèles non linéaires(=saturants) sont basés sur le schéma du circuit équivalent du transformateur(l'image up).(1) le paramétrage est en nombre de tours => je ne maitrise pas du tout les inductances qui se cachent derrière ce modèle
Le modèle veut Np, Ns et les caractéristiques du noyau ou des valeurs qui lui permettront de tracer la courbe d'hystérésis = B-H du noyau. Avec Np et Ns, il va résoudre le transformateur idéal(l'usine à gaz), avec les caractéristiques du noyau, il va faire fonctionner Lmagn en mode non linéaire(=saturant), Lmagn seule, le transformateur idéal = l'usine à gaz ne sature pas ((c'est le noyau qui sature, ses domaines de Weiss résistent et pivotent et puis ils sont dans l'axe du champ, l'augmentation de H ,'a plus d'effet sur eux : c'est la saturation du noyau ... en deux mots mal ficelés)).
LTSpice demande la section du noyau et la longueur du chemin magnétique, ceci aide :
terminologie, formules et petits dessins : http://info.ee.surrey.ac.uk/Workshop...rms.html#eflen
Lorsque le pont diode ne conduit pas (entre + ou - ?0.7V), il y a une oscillation à très haute fréquence qui occupe beaucoup le calculateur, ???mettre une résistance ou un petite condensateur à l'entrée du pont diode apaise le calculateur.(2) grosses difficultés de convergence de la simu, qui plante au bout de moins de 2 cycles au mieux => sur sinus, impossible de simuler un vrai démarrage ou arrêt
PB de simu ... j'en ai un aussi avec ton pont diode et la masse de l'usine à gaz, voir plus bas. Faut ruser en se disant que là ça ne fait pas disjoncter le secteur, ça ne sent pas mauvais, ... et ça ne te pète pas au nez.
Oui ! Faudra trouver, une solution, l'usine à gaz n'est pas la seule solution, un double usine à gaz ???(3) c'est un modèle de transfo simple, à 1 secondaire et non 2...
Voir ci-dessusPour le modèle LTspice évoqué, ça repose sur un modèle d'inductance que je n'ai pas du tout dans mes outils. De plus, je n'ai fichtrement aucune idée de comment ça devrait être dérivé pour modéliser un transfo 230V->2x24V ou un transfo à point milieu...
Ce calcul est pertinent, le courant d'appel au primaire ne concerne que quelques phases(surtout la première), il est en général très bien supporté par le primaire. J'ai jadis calculé l'échauffement du primaire dû à ce courant, il n'est que de quelques degrés(<5 °C IIRC) ... il ne faut juste pas répéter des ON/OFF et encore ... Le seul problème est son effet sur le disjoncteur et la tension du secteur, dans un pays civilisé, un transfo 800W bien conçu ne devrait poser aucun problème de ce point de vue.Faute de pouvoir dépatouiller ça, pour l'appel de courant initial au primaire du transfo, il me reste l'hypothèse bourrine de l'impédance réduite à la résistance parasite lors de cet appel de courant, qui rejoint les considérations d'Ametherm et TDK pour la sélection d'une CTN limiteuse de courant d'appel. Ca conduit à une NTC d'environ 10R, au moins 4A en intensité nominale max. Pour le nbre de joules, selon les hypothèses retenues, j'ai un résultat qui varie de, disons, 60J à 185J. Pas grave, pas crucial pour l'instant, j'affinerai ça plus tard.
Normalement oui ?L'autre sujet lié à l'appel de courant, amené par DAT44, c'était la surintensité temporairement subie par les diodes du pont. On voit via les simus de Biname que la saturation du noyau du transfo écroule la tension et l'intensité au secondaire. Ma simu linéaire (sans saturation) exagère donc largement la réalité. Donc si ça passe avec un transfo fictif linéaire/sans saturation, ça passera à l'aise dans la réalité.
Par conséquent, et à défaut de savoir mettre une NTC ICL dans mes simus, j'ai mis une résistance Rsoft=10R court-circuitée au bout de 100ms. Là aussi, ça conduit à un résultat de simu un peu plus méchant que la réalité, qui se traduit par un 2e appel de courant au moment ou Rsoft est court-circuitée.
Résultat des courses : 1ère surintensité (fictive) au secondaire ~111A, 2e surintensité (exagérée) 114A. Ca présume une marge largement suffisante pour la survie des diodes sélectionnées.
J'ai placé un pont diode fait de quatre diodes Schottky 30A 60V (yapa 100V, ya 600V) au secondaire et j'ai un court-circuits dans une diode et ...@Biname : est-ce que tu aurais la possibilité de mettre un pont de diodes STPS30M100ST et au moins 90mF derrière dans ta simu, à la place de ta charge R2?
Avec une seule diode pas de PB, pour le test ça suffit, non ?
Pour modéliser ton transfo au mieux, il me faudrait ses dimensions : circonférence moyenne du noyau et section du noyau, on considèrera que mes valeurs pour Bs, Br et Hc sont bonnes. Mais ce n'est pas vraiment nécessaire ?
BinameAllez, dodo mes yeux...
(1) il y a aussi les pertes fer (courants de Foucault), elles se modélisent par une résistance en // avec LMagn, mais ça complique inutilement le problème.
Salut,
Laconique : la charge au secondaire ne fera pas saturé le primaire ... au contraire ...
Biname
Pour le secondaire à point milieu, une deuxième usine à gaz en // au primaire et en série au secondaire devrait faire l'affaire ... un copier-coller ????
Biname
Salut,
Solution pour un secondaire double et plus d'usine à gaz
Le Schéma
Yoghourt_24V_4Dsch30A60V_New.jpg
La courant d'appel au primaire
Yoghourt_Iappel_Prim.jpg
Le courant d'appel au secondaire sur les diodes
Yoghourt_Iappel_Sec.jpg
Il ne faut pas se poser de questions sur ce qui se passe dans le transformateur idéal, les bobines symbolisent juste les enroulements du transformateur idéal, pas des inductances.
LTSpice calcule N le rapport de transformation en calculant sqrt(Lp/Ls), c'est le seul usage qu'il fait de Lp et Ls si K=1.
Toutes les inductances ont une résistance série nulle
Si K=1, on peut donc définir Np et Ns par le carré du nombre de spires ... c'est un peu c.. mais bon, on évite ainsi l'usine à gaz et ses problèmes.
Biname
Diamètre fil secondaire cuivre émaillé ~2mm -> 3.3mm2
Dimensions noyau 165 65 45 je pense. J'ai mesuré ça fissa puis oublié le papier en partant
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Ma mémoire n'est pas encore complètement pourrieC'est bien ça (diam ext, diam int, hauteur). Déplacement pro, atchao jusqu'à la fin de la semaine!
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Bon voyage ...
Voilà ton transfo, ne manquent que le nombre de tours au primaire et au secondaire, les résistances internes et inductances de fuite(oui, tu les donnes dans un msg précédent), ce n'est pas non plus très important.
Le nouveau Schéma et des courbes. Deux simulations superposées : secondaire ouvert ou non (Rswitch 1u ohms dans un cas et 1M ohms dans l'autre)
YogTrDimOK_2Step_SatPrim.jpg
YogTrDimOK_2Step_Diodes.jpg
Biname
Bonjour,
Comment mesures-tu ces faibles résistances ??
Salut,
Il s'agit d'une simulation informatique, on ne les mesure pas, on fixe la valeur selon les besoins.
Ici, on veut tracer sur le même graphique, le courant d'appel qui, lors de la mise sous tension du transfo, apparaît au primaire secondaire ouvert et secondaire chargé.
Biname
Bonjour,
Utile ??
- https://trafotest-aftec-de.translate...o=wapp#AF4.3.2
Traduction de l'allemand.
Salut,
Faut tout lire ? Ils confirment mes graphiques et simulations, mais eux n'ont pas les graphiques 'Courant d'appel vs Phase au démarrage' msg #3.
Grâce à toi, pour la première fois de ma vie, une recherche Google, m'a renvoyé a un de mes messages ici ! Ca ne m'aide pas beaucoup
Biname
Rhoooo... Ca montre une sympathique realisation de passioné, avec des mesures de la vraie vie sur transfo a double enroulement secondaire. Ca correle plutot bien avec les simus, ce qui n'est pas toujours évident!
De facon surprenante, cette personne n'a pas opté pour un montage a point milieu. Peut-etre avait-elle des doutes sur le comportement symétrique d'un rail négatif? Entre les résultats publiés et la conclusion, il semble que l'auteur n'a pas tout publié (pas clair sur les cas a remanence favorable ou contrariée). Et, en l'état de l'article, le banc pas reproductible.
M'enfin, on retrouve globalement des ordres de grandeur deja obtenus ici ou dans les mesures de l'article neurochrome, il me semble.
Au passage, merci Biname pour tes 2 dernieres simus
A part ca, j'ai gratté du temps aujourd'hui pour mesurer plus proprement une foultitude de parametres de mon torique, avec un géné BF, multimetre de banc, et le vieux LCRmetre deja évoqué. Il me reste a exploiter tout ca et le mettre au propre. D'ici la, bonnes Paques a toutes et tous!
Dernière modification par Yoghourt ; 07/04/2023 à 23h21.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Concernant le remplacement de l'usine à gaz par un transfo fait d'inductances couplées pour modéliser le transformateur idéal, il faut
- k = 1
- multiplier toutes les valeurs des inductances par 1 million
Pourquoi ... paske ! Ici L1, L2 et L3 selon tes mesures mais en mega Henry
- on peut aussi utiliser le nombre de tour des bobines élevé au carre. Ici aussi, multiplier ce nombre élevé au carré par 1 million
Lorsque j'essaie de calculer le nombre de tour au primaire en me basant sur tes Rprim=0.89 et diam primaire = 2mm, je trouve 927 tours(un tour=18cm) ? Ca me parait énorme ?
Biname
Il semble que ce transformateur idéal là introduise une énorme erreur au secondaire en introduisant L2 et L3 énormes dont la simulation tient compte ??? , désolé. Il faudra revenir à l'usine à gaz.Salut,
Concernant le remplacement de l'usine à gaz par un transfo fait d'inductances couplées pour modéliser le transformateur idéal, il faut
- k = 1
- multiplier toutes les valeurs des inductances par 1 million
Pourquoi ... paske ! Ici L1, L2 et L3 selon tes mesures mais en mega Henry
- on peut aussi utiliser le nombre de tour des bobines élevé au carre. Ici aussi, multiplier ce nombre élevé au carré par 1 million
Pièce jointe 477633
Lorsque j'essaie de calculer le nombre de tour au primaire en me basant sur tes Rprim=0.89 et diam primaire = 2mm, je trouve 927 tours(un tour=18cm) ? Ca me parait énorme ?
Biname
Biname
Bonjour,
Le lien cité dans mon message est à l'origine d'une étude parue dans Elektor, du mois de septembre/octobre 2021.
Dans cet article, l'auteur présente des graphes représentant l'impulsion de courant en fonction de l'angle de mise en conduction et de l'angle d'arrêt de la conduction.
Les inductances couplées dans spice sont...des pures inductances couplées pour le simulateur. M'est avis qu'il transforme ça en réseau d'inductances, ou une implémentation particulière des inductances mutuelles...
https://www.analog.com/en/technical-...er-cadiii.html
Le modèle "usine à gaz" permet de troquer les inductances couplées d'un transfo 1P+1S contre des sources couplées + le contrôle de l'inductance de magnétisation reportée au primaire, afin de la remplacer par une inductance non linéaire (modèle de Chan).
https://ltwiki.org/?title=Transformers
Si on duplique ce modèle "à sources couplées" pour faire un 1P+2S, on perd la réalité qu'il n'y a qu'un seul noyau alimenté par le primaire, et que les 2 secondaires sont aussi couplés entre eux. Je doute de la "rentabilité" de l'effort en regard de l'objectif et de la qualité des résultats apportés. Et ça ne semble effectivement pas l'approche usuelle.
https://groups.io/g/LTspice/topic/mo...C20%2C0&next=1
En multipliant fortement les valeurs d'inductances dans le modèle à inductances couplées + inductance de Chan en parallèle au primaire, l'inductance de Chan domine le régime du primaire. Par contre, les inductances du secondaire n'ayant pas d'inductance en parallèle pour les dominer, c'est pas totalement surprenant que ça génère des effets de bord.
Je viens de jeter un oeil à mon éditeur de modèle spice. Bah, en théorie, je peux créer un noyau magnétique, mais je n'ai aucune idée des courbes BH de mon transfo, comment utiliser ce genre de modèle ensuite, etc. A priori pas dramatique vu qu'on a défriché les ordres de grandeur.
Pour revenir à mon mouton, voici les résultats de mes mesuresChuss,
- Rprim=0.929R
- Rrouge=0.031R
- Rvert=0.0315R
- point milieu et polarités identifiées par mesures au géné BF 50R et voltmètre
- Rapport de transformation 9.1493 : 1
- Calcul de la tension à vide 25.14V, en charge 24.23V, régulation 3,8% (cool, je m'attendais à 5%)
- Inductance au primaire (tous secondaires ouverts) 652mH
- Inductance au secondaire (autres enroulements en l'air) 7.55mH
- Inductance au primaire avec secondaires court-circuités 835µH (vaut ~2x l'inductance de fuite Lfp)
- Inductance au secondaire, primaire court-circuité et secondaire en l'air (erreur de ma part) 12µH (impact supposé minime de l'erreur de manip, vaut ~2x inductance de fuite Lfs)
- Capa parasite entre primaire et chaque secondaire : 1.12nF
- à l'observation, chaque enroulement secondaire est en fait une triplette en parallèle. Dimension probable du cable secondaire AWG14=1.63mm. Sous réserve que je revoie posément mes formules de calcul de mon crible, le primaire est probablement en AWG19, et les nombres de tours 162 : 3x17 : 3x17. M'enfin, ça, a priori, c'est pas crucial et plus pour le fun.
Y.
Dernière modification par Yoghourt ; 10/04/2023 à 17h25.
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Toutafé !
Jamais vu cette excellente docLe modèle "usine à gaz" permet de troquer les inductances couplées d'un transfo 1P+1S contre des sources couplées + le contrôle de l'inductance de magnétisation reportée au primaire, afin de la remplacer par une inductance non linéaire (modèle de Chan).
https://ltwiki.org/?title=Transformers
Toutafé, j'ai oublié Chan, le modèle LTSpice NLT que j'utilise est meilleur IIRC.
Il y a une vingtaine de msg à moi concernant les NLT sur ce forumSi on duplique ce modèle "à sources couplées" pour faire un 1P+2S, on perd la réalité qu'il n'y a qu'un seul noyau alimenté par le primaire, et que les 2 secondaires sont aussi couplés entre eux. Je doute de la "rentabilité" de l'effort en regard de l'objectif et de la qualité des résultats apportés. Et ça ne semble effectivement pas l'approche usuelle.
https://groups.io/g/LTspice/topic/mo...C20%2C0&next=1
Il y a quelques jours, je me suis reconnecté afin de retrouver la liste énorme de fichiers exemples et modèles de composants LTSpice (des milliers), jépatrouvé.
Oui, en fait en ajoutant un transfo L1,L2,L3,K=1 en parallèle sur LMagn, on ajoute des inductances indésirables avec ce modèle.En multipliant fortement les valeurs d'inductances dans le modèle à inductances couplées + inductance de Chan en parallèle au primaire, l'inductance de Chan domine le régime du primaire. Par contre, les inductances du secondaire n'ayant pas d'inductance en parallèle pour les dominer, c'est pas totalement surprenant que ça génère des effets de bord.
Si on prend les valeurs réelles de L1 et L2,L3 ; L1 se comporte comme une inductance parfaite, si on ouvre le secondaire, du courant y circule (6A pour un schéma donné ici), ce n'est pas le comportement d'un transfo ideal.
Lorsque, par ruse de tout petit malin, on résout le PB au primaire en prenant L1 * 1e6, I(L1) devient très petit, mais on se retrouve avec une 'mega' inductance au secondaire, plus de courant d'appel sur les 90000uF, je n'ai pas bien compris pourquoi, pas trop cherché non plus ????.
Oui, d'autant plusssse que le calcul de I appel max = VMax/Rprim est simple, maintenant que tu as compris.Je viens de jeter un oeil à mon éditeur de modèle spice. Bah, en théorie, je peux créer un noyau magnétique, mais je n'ai aucune idée des courbes BH de mon transfo, comment utiliser ce genre de modèle ensuite, etc. A priori pas dramatique vu qu'on a défriché les ordres de grandeur.
Oui, la courbe BH, c'est lakélos ! Br=1.1 à 1.5T, Bs=1.5 à 1.9T et Hc=20 à 30 ?A.t/m, A la surface du noyau et L la longueur du chemin magnétique : un tour moyen dans le cas de ton tore.
Si je cherchais ces fichiers sur le forum, c'est que je me souviens qu'il y a des solutions pour NLT 1P2S. J'ai tous ces fichiers, faudrait chercher, taille du répertoire 191Mo ! Je t'en mets 10k, BHcurve.Asc est amusant
Par contre, si ton transfo compte vraiment 1000 spires au primaire(to fit D=2mm et R=0.89ohm), il ne devrait pas saturer : sur LTSpice : je déconnecte l'usine à gaz : ne reste que Lmagn,
primaire 270 tours I_appel Phi=0 120A, 1000 tours I_appel = 12mA.
OK ! Bien, je laisse mes 1000 tours au primaire pour info.Pour revenir à mon mouton, voici les résultats de mes mesures
- Rprim=0.929R
- Rrouge=0.031R
- Rvert=0.0315R
- point milieu et polarités identifiées par mesures au géné BF 50R et voltmètre
- Rapport de transformation 9.1493 : 1
- Calcul de la tension à vide 25.14V, en charge 24.23V, régulation 3,8% (cool, je m'attendais à 5%)
- Inductance au primaire (tous secondaires ouverts) 652mH
- Inductance au secondaire (autres enroulements en l'air) 7.55mH
- Inductance au primaire avec secondaires court-circuités 835µH (vaut ~2x l'inductance de fuite Lfp)
- Inductance au secondaire, primaire court-circuité et secondaire en l'air (erreur de ma part) 12µH (impact supposé minime de l'erreur de manip, vaut ~2x inductance de fuite Lfs)
- Capa parasite entre primaire et chaque secondaire : 1.12nF
- à l'observation, chaque enroulement secondaire est en fait une triplette en parallèle. Dimension probable du cable secondaire AWG14=1.63mm. Sous réserve que je revoie posément mes formules de calcul de mon crible, le primaire est probablement en AWG19, et les nombres de tours 162 : 3x17 : 3x17. M'enfin, ça, a priori, c'est pas crucial et plus pour le fun.
Chuss,
Y.
Je peux mourir maintenant, j'ai transmis mon immense savoir.
Biname
Mais quelle idée saugrenue!
Résistivité du cuivre à 30°C : 1.72e-8 Ω.m
A l'observation, enroulements secondaires bien serrées côté intérieur du tore mais pas parfait, avec un peu de chevauchement.
Hypothèses :
- 1.5mm d'épaisseur pour le primaire et sa garniture.
- 2/10e de mm pour l'émaillage du cable du secondaire et jeu moyen entre spires
- cable secondaire AWG14 (Ds=1.63mm)
=> Cumul des nombres de tours des 2 secondaires pour retomber sur la résistance mesurée : arrondi à 37
Circonférence du tore intérieur au droit de l'enroulement secondaire - emprise des enroulements secondaire = -1cm, cohérent avec le léger chevauchement observé
Nombre de tours du primaire d'après le rapport de transformation mesuré : arrondi à 169
Emprise d'un cable + jeu, d'après la circonférence supposée au droit de l'enroulement primaire & le nombre de tours = 1.18mm
Crible pour primaire cablé en AWG18, 19 ou 20, de façon à retomber au plus proche -par valeur inférieure- de la résistance mesurée => AWG20 (0.845Ω)
Circonférence du tore intérieur au droit de l'enroulement primaire - emprise d'un enroulement primaire parfait = +4.5cm
Ca parait un peu beaucoup sur le principe, mais on voit dans les vidéos de fabrication d'un transfo torique que ce n'est pas déconnant.
En théorie, on a RT=sqrt(Lp/Ls)=Vsecàvide/Vprim à vide
Ici, RTinductances=sqrt(652mH/7.5 à 7.55mH) ~ RTtensions à vide à 1,6-1,9% près. Ca valide en relatif ces mesures d'inductances.
Pour les simus, j'ajusterai côté Lprim.
Maintenant qu'on a quelques paramètres théoriques des bobinages, ça permet de jouer un peu avec ce petit outil en ligne.
Diamètre 0.115m, section 0.00225m², 169 spires, objectif Lp=652mH => perméabilité relative initiale 2900. En comparaison des quelques valeurs de µr indiquées sur ce site, l'ordre de grandeur n'est pas déconnant!
Sinon, pour la détection de zéro + tempo dans une optique de soft-start de torique, je ne suis pas hyper emballé par ce que j'ai vu.
- Les schémas à optocoupleur consomment salement "en veille" (de l'ordre de 50mA x 230V), à moins de rajouter un commutateur quelconque en amont (relais, relais statique ou un gros inter des familles). Mbof... Plus j'y pense, et plus je me dis que, pour faire le job d'isolation galvanique + abaisser le signal à un niveau usuel + maintenir la conso en veille très faible, bah, y'a la possibilité d'un bête transfo moulé à 3-4€ + diode(s) + 1 résistance.
- Soft-stop rarement évoqué, donc pas de maitrise de l'orientation de la rémanence. Or, moyennant un redressement à 1 diode après transfo moulé, on peut faire de la détection de front montant (et/ou du pic qui suit)
Une fois qu'on a un signal un minimum conditionné en phase (ou bien synchrone) avec la tension secteur, on a l'embarras du choix sur la façon d'implémenter les commandes on/off, la tempo. Il reste alors la partie "relais mixte" (branche relais solid-state avec thermistance CTN // branche relais de connexion directe).
Ca donnerait alors comme partionnement sur 1 petite carte "secteur": le capteur transfo+diode+résistance, la commande opto-triac + triac + thermistance, et le relais shunt. Y ajouter au passage para-surtension & fusible principal.
Et sur une autre carte, le reste de la tambouille de soft-start/stop "à voir plus tard".
Z'en pensez quoi?
éco-rénovation: l'aïkido du BTP
Salut,
Ce serait peut-être mieux, quand on se met à parler à un Yaourt, il est temps
On coupe un peu, tes valeurs sont notée !
<...>
Bien !Sinon, pour la détection de zéro + tempo dans une optique de soft-start de torique, je ne suis pas hyper emballé par ce que j'ai vu.
- Les schémas à optocoupleur consomment salement "en veille" (de l'ordre de 50mA x 230V), à moins de rajouter un commutateur quelconque en amont (relais, relais statique ou un gros inter des familles). Mbof... Plus j'y pense, et plus je me dis que, pour faire le job d'isolation galvanique + abaisser le signal à un niveau usuel + maintenir la conso en veille très faible, bah, y'a la possibilité d'un bête transfo moulé à 3-4€ + diode(s) + 1 résistance.
- Soft-stop rarement évoqué, donc pas de maitrise de l'orientation de la rémanence. Or, moyennant un redressement à 1 diode après transfo moulé, on peut faire de la détection de front montant (et/ou du pic qui suit)
Une fois qu'on a un signal un minimum conditionné en phase (ou bien synchrone) avec la tension secteur, on a l'embarras du choix sur la façon d'implémenter les commandes on/off, la tempo. Il reste alors la partie "relais mixte" (branche relais solid-state avec thermistance CTN // branche relais de connexion directe).
Ca donnerait alors comme partionnement sur 1 petite carte "secteur": le capteur transfo+diode+résistance, la commande opto-triac + triac + thermistance, et le relais shunt. Y ajouter au passage para-surtension & fusible principal.
Et sur une autre carte, le reste de la tambouille de soft-start/stop "à voir plus tard".
Z'en pensez quoi?
Hier pour le plaisir, parti pour un LTSpice de 10 minutes qui a pris trois heures, ceci en est sorti : deux DFLOP (CD4013 ou autres, mais il faut 10V min pour le mosfet) la première en diviseur par deux, la seconde pour bloquer la sortie ON, un RC série pour retarder de 5ms après 0. Le Mosfet grâce au pont diode ne voit pas l'alternatif.
Dans le circuit ton transfo est limité à l'inductance magnétisante qui est seule responsable du courant d'appel au primaire.
Tempo : un 4013, 2 résistance 250mW et 2 condensateurs 16V
En simulation ça marche, sauf que je perds des phases négatives du secteur lorsque le mosfet ne conduit pas
Ici, avec tes valeurs et 169 spires, le primaire sature lourdement à chaque phase ? Il en faut au minimum 290.
... plus peut-être !
L'idéal serait un processeur qui gérerait ON(90°)/OFF(?0°), un 8 pattes type PIC12F683 qui consomme ??50uA?? sur son oscillateur interne à 32kHz en 3V, mais il faudrait porter la sortie à 10V.
Biname
Dernière modification par Antoane ; 19/04/2023 à 22h38. Motif: Réparation PJ
Bonjour,
Je valide la méthode de la résistance de précharge. C'est simple et efficace. Comme mentionné plus haut le risque reste la surchauffe. Mais il peut être géré assez facilement:Car il ne faut pas oublier qu'un court-circuit est toujours possible après le pont de diodes, et que généralement on ne veut pas le casser.
- Si on veut dimensionner la résistance de précharge au plus juste (très peu de place) : implémenter un comptage qui interdit plus de N allumages en M minutes (c'est un exemple, il faut déterminer M et N selon ce qu'on veut et selon la résistance)
- Toujours mettre un fusible en série avec la résistance de précharge pour gérer le cas du relais collé, ET bien entendu dans le circuit normal.
- Toujours choisir le pont de diode de façon à :
- accepter un courant (Ifsm) de court-circuit pendant la durée de réaction du disjoncteur et/ou du fusible amont.
- Rating en tension de trois fois Vaccrete_max
Une alternative consiste à monter une inductance de précharge pour limiter le courant de charge du banc de condensateur en générant de l'empiètement d'anode.
Selon les caractéristiques du circuit, on peut même la monter de façon permanente (sans système de précharge, donc simple et robuste). Cependant,
- cela fait baisser la tension du bus DC (tension qui sera + dépendante du courant consommé par la charge) ... ce qui peut être acceptable ou non.
- ça prend de la place.
Et encore une dernière alternative (probablement moins intéressante) : utiliser un petit transformateur de précharge en parallèle du gros (typiquement quelques 5 % de la puissance du gros) avec les mêmes ratings en tension. À l'allumage, on ne passe que par le petit transformateur pendant X secondes puis on commute sur le gros après. Le petit transformateur doit avoir un fusible lent aux fesses (courbe C) ; il verra un "court-circuit" temporaire le temps de monter la tension des condensateurs, mais comme son courant de court-circuit est plus faible que le courant de CC du pont de diodes, on ne casse rien. Là on mise sur le fait que le petit transformateur va supporter le CC thermiquement car ça ne dure pas longtemps (le fusible reste indispensable).
