Bonjour;
J'ai une question sur le fonctionnement de l'alimentation à découpage Flyback à vide.
Pendant cette phase l'interrupteur n'est pas commandé!!, aux bornes de ce dernier il y a un écrêteur RDC.
Ce que j'ai du mal à comprendre est comment on peut avoir une phase de demagnetisation ?.....
Bonjour Chikouist,
Une alimentation à découpage ne marche jamais à vide. Dans un ordinateur on sait les limites de courant Max et Min; pour un convertisseur du commerce qui n’est pas faite pour une charge connue, il y a toujours une résistance qui dissipe l’énergie qui correspond au rapport cyclique minimal.
A vide, la démagnétisation est quasi-instantanée: si la boucle d'asservissement fonctionne correctement, le ton (et donc le produit volt.seconde) est minimum, et la tension de flyback n'est limitée que par l'écrêteur.Envoyé par Chikouist
L'interrupteur n'intervient pas dans cette phase.
A+
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Bonjour,
Je viens aussi de faire une alimentation Flyback (12V 5A) autour du UC3842.
(post créé un peu plus bas)
Je cherche encore un meilleur snubber que le DRC pour lequel je ne tombe pas au dessous de 800V...
Je cherche aussi comment calculer le rendement?
Si quelqu'un à une idée...
Merci et A+
Quel est le circuit de démagnétisation?A vide, la démagnétisation est quasi-instantanée:
La charge + l'écrêteur.
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
OUi, mais à vide, il n'y a pas de charge justement.
Si vraiment il n'y a pas de charge, tout part dans l'écrêteur, mais en pratique, il y a presque toujours une charge résiduelle: p.ex. un optocoupleur de feedback d'asservissement et ses circuits de commande.
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Salut,
Il faut prendre aussi en compte le mode de calcul du transfo, il y a 2 modes possibles; le mode continu ou le mode discontinu.
Dans le premier cas le courant ne s'annule jamais dans la self primaire et le courant est aussi plus faible qu'en mode discontinu, dans le second il s'annule toujours mais le courant peak est aussi plus fort.
En mode continu de courant la boucle de régulation est difficile à stabiliser on met souvent un "bleeder" (résistance de saignée) en sortie, dans l'autre cas c'est beaucoup plus simple et une charge est inutile.
Dans quel mode es-tu?
C'est la juxtaposition des termes "démagnétisation instantanée" et "à vide" qui me chagrinaient un peu.
Bonjour Fantomas;
Pourquoi ton écrêteur RDC ne ferait pas l'affaire, tu ne trouve de condo d'une valeur assez élevée pour ton application?!!
Tu peux aussi utiliser un snubber à diode zener...
C'est encore moi;
J'ai pas ton cahier des charges sous les yeux, mais je suppose que la tension aux bornes de l'interrupteur à l'état bloqué est inferieur à 800 volts, tu peux alors prendre un "2SK1413", si tu travaille à 50kHz t'auras besoin d'une resistance d'une valeur de 75,5 kOhms et d'un condo d'une capacite de 14nF (il faut prendre en compte le courant max que peux faire passer ton condo qui est la moitié du courant max au primaire).
Si tu travail à une fréquence plus élevée tu peux garder ces composants mais attention quand même aux pertes.
sinon augmente un peu la valeur de la cpacité de ton condo........
Salut,
l'écrêteur se met aux bornes de l'enroulement primaire, le RDC quant à lui (Réseau D'aide à la Commutation) se met aux bornes du commutateur.
Son rôle est de limiter l'aire de croisement entre tension et courant afin de limiter la puissance de commutation (croisement entre l'état bloqué et saturé).
L'écrêteur passif classique sur l'enroulement primaire RDC (Résistance en parallèle avec un Condensateur+ 1 Diode en série) est appelé "snubber" d'où la fréquente confusion entre les 2 appelations RDC, on lui préfère un snubber actif qui consiste à clamper par un transistor le Vpeak, et on obtient ainsi un rendement meilleur en limitant la perte à vide inhérente au snubber dissipatif.
On peut aussi agir sur le Vpeak en travaillant sur le bobinage secondaire en plaçant un RC, tout dépend encore une fois des caractéristiques du transfo (couplage primaire-secondaire => capa de perte, et self de fuite) qu'il faut absolument caractériser pour savoir comment en contrer les effets.
L'association des 2 circuits permet de gagner de manière significative quelques % sur le rendement global d'un Flyback.
@+
Bonjour,
Pour ma part, j'utilise :
un Mosfet (STP6NK90Z)
un Transfo ETD34
un snubber : UF4007 + (R=50K et C=2,2nF en //)
Je n'arrive pas en dessous de 800V
Après essais, la valeur de la capa ne joue pas beaucoup, c'est surtout la résistance qui fait chuter la tension (mais augmenter la puissance perdue).
Pour info, je tourne à 100Khz.
Une zener (ou écréteur spécial snubber) ne fonctionne pas car elle doit dissiper trop de puissance.
Merci et A+
Peux-tu m'indiquer les caractéristiques de ton transfo: Lp,Np, Ns, Ve, Vs, Is, self de fuite ainsi que le type du noyau magnétique?
Il faut dans un premier temps vérifier ton calcul du transfo, pour voir si le choix du rapport de spires primaire-secondaire est pertinent par rapport à l'induction.
Ces données sont prépondérantes pour établir une approche théorique adaptée à la situation.
Ensuite il faudra se mettre devant un scope pour relever l'allure du signal.
Si ta self de fuite est trop importante (normalement elle doit être de l'ordre de 2 à 5% max de Lp), le peak sur l'entrée sera d'autant plus important.
La stratégie de bobinage impose pour ce type de transfo de sandwicher le secondaire entre les 2 demi-primaires pour minimiser cette self de fuite.
C'est un transfo que tu as fais toi même?
Salut Hulk28,
Merci de m'aider sur ce coup!
Transfo ETD 34
Lp = 700µH
Np = 68 tours
Ns = 5 tours
Ve = 230Vac redressé, soit 325Vdc
Vs = 15V
Is = 5A
Noyau = B52
Entrefer, air gap = 0,5mm
Le transfo a été fabriqué par une société chinoise!
Merci et A+
OK, je regarde ça ce soir, là je vais au boulot.
@+
D'abord un petit rappel du principe du transformateur Flyback:
L'alimentation de type « Flyback » est particulièrement intéressante en raison de son encombrement réduit car elle ne nécessite qu'un seul élément magnétique pour réaliser la conversion d'énergie, elle est donc économique et reste la plus utilisée pour les petites puissances (<200W).
Dans une alimentation de type « Flyback », les deux enroulements ne sont pas parcourus simultanément par le courant.
Le fonctionnement de cette alimentation, dite à stockage inductif, est basé sur la réalisation de cycles de transfert d'énergie comprenant une phase d'accumulation d'énergie magnétique dans l'élément inductif du circuit primaire (en l'occurrence Lp), suivie d'une phase de restitution de cette énergie à une source secondaire à travers le circuit secondaire.
Elle comprend un circuit primaire P comportant montés en série, une source de tension Vin, un interrupteur par exemple un transistor MOS et une inductance Lp constituée d'un enroulement de Np spires, et un circuit secondaire S comportant montés en série, une inductance Ls constituée d'un enroulement de Ns spires, magnétiquement couplée à Lp, une capacité Cout reliée à une charge représentée ici par une résistance Rcharge et un redresseur D, par exemple une diode.
Pour commencer faisons un descriptif de l'influence de la self de fuite primaire sur la surtension qui se produit aux bornes de l'interrupteur coté primaire.
Dans le cas d'une alimentation de type « Flyback » fonctionnant en mode discontinu, selon lequel le courant de sortie is s'annule en fin de fonctionnement de la diode secondaire D de redressement, la tension aux bornes de l'interrupteur primaire à l'ouverture peut être donnée de manière approchée par l'équation suivante :
V(DS) = Vin + (Np/Ns * Vout) + (Lf * dIp/dt).
V(DS) -> tension aux bornes de l'interrupteur (Mos par exemple)
(La self de fuite se caractérise comme étant une imperfection HF du transformateur et se modélise comme étant en série avec la self primaire, elle se mesure donc au primaire en court-circuitant au préalable le bobinage secondaire.)
A l'ouverture de l'interrupteur primaire, on considère que le courant décroît de façon linéaire de sa valeur maximale à 0, en un temps Tfall qui est le temps de commutation fermé/ouvert de l'interrupteur.
On a alors, à l'ouverture de l'interrupteur:
V(DS) = Vin + (Np/Ns * Vout) + (Lf /Lp)*Vin*(Ton/Toff).
(Ton est le temps pendant lequel l'interrupteur est fermé)
On constate bien que l'inductance de fuite crée un terme de surtension aux bornes de l'interrupteur, de la forme:
(Lf /Lp)*Vin*(Ton/Toff).
La puissance Pf mise en oeuvre par l'inductance de fuite est:
Pf=1/2*[(Vin*Ton)/Lp]²*Fosc*Lf
avec Fosc, la fréquence de découpage.
L'énergie stockée dans l'inductance de fuite se trouve en général dissipée lors des phases de commutation.
Les pertes par commutation à l'ouverture de l'interrupteur sont proportionnelles à Tfall.
En diminuant le temps de commutation Tfall, on diminue donc les pertes par commutation mais on augmente le terme de surtension aux bornes de l'interrupteur.
Avec par exemple un temps d'ouverture Tfall, 100 fois plus faible que le temps de fermeture Ton, et une inductance de fuite Lf de l'ordre de 1% de Lp, on obtient une surtension à la commutation égale à la tension d'alimentation Vin. Ceci a des conséquences très fâcheuses sur le dimensionnement en tension de l'interrupteur Mos, en l'occurrence le transistor Mos devrat être un transistor de gamme de tension supérieure et donc plus cher et moins performant.
Plusieurs types de circuit peuvent être utilisés pour contrer l'effet de l'inductance de fuite.
Le plus simple donc le plus économique consiste en un circuit R, C, D (c'est-à-dire comportant Résistance, Capacité et Diode), il est donc dissipatif ce qui diminue le rendement global de l'alim.
Le principe est que la capacité C limite le terme de surtension à l'ouverture de l'interrupteur Mos, la résistance R déchargera la tension aux bornes de C pendant la phase de conduction du Mos et dissipera ainsi l'énergie contenue dans l'inductance de fuite.
Pour le dimensionner il faut procéder comme cela:
Soit on a mesurer au préalable l'inductance de fuite, qui reflète l'imperfection liée au bobinage, soit on l'estime à priori et on affinera lors des essais de mise au point à travers les relevés à l'oscilloscope.
Prenons le cas du transfo de Fantomas57, les caractéristiques du transfo sont données sans indication de cette self de fuite, on prendra donc en première approche une valeur de 3% de la self primaire soit: Lf=0,03*Lp -> Lf=20µH
Les données:
*Fosc=100KHz
*carcasse ETD 34
*Lp = 700µH
*Np = 68 tours
*Ns = 5 tours
*Ve = 230Vac redressé, soit 325Vdc
*Vs = 15V
*Is = 5A
*Matériau magnétique B52
*Entrefer, air gap = 0,5mm
On peut déduire de tout cela les éléments suivants:
-> Pout=Vs*Is=75W
-> le temps de conduction de l'interrupteur Mos:
-> soit le courant primaire peak dans l'enroulement primaire:
D'où:
On déduit le courant secondaire:
Avec Toff=Tosc-Ton=6,65µs
La tension réfléchie par la sortie sur l'entrée est:
Tension qui viendra donc s'ajouter à la tension Vin(max).
On en déduit la tension min que devra supporter le Mos:
V(DS)>Vin(max)+V(OR)+V(spike)
avec V(spike) tension liée à l'inductance de fuite...
Ce qui donne un minimum de BV(DS)=342+218+60V=620V
La tension V(spike) est ici fixée volontairement à 60V qui représente l'objectif du clamping à atteindre afin d'obtenir une marge de 80V pour un Mos de 700V.
Déjà on peut dire que le transfo est mal dimensionné dans son rapport de spires Np/Ns car la tension réfléchie est trop importante, normalement on fixe environ à 140V max cette valeur.
Ce qui signifie que le rapport de spires est mal choisit dans cette réalisation.
Il aurait fallut utiliser un Ton/Toff différent pour obtenir un Np/Ns plus petit.
Bref on fera avec.
Bon je vais aller diner et on reprendra ensuite.
@+
Reprenons,
on sait que la self de fuite ainsi que la capacité de la diode Schottky de redressement en sortie forme un circuit résonant.
On sait aussi que la capacité parasite du transfo (liée au couplage des bobinages) sera très inférieure à la capacité de jonction de la diode Schottky et donc nous la négligerons dans la suite des calculs.
Cette résonance va provoquer des oscillations amorties à une fréquence de:
Avecreprésentant la capacité de jonction de la diode Schottky et Lf l'inductance de fuite.
Vous avez peut-être déjà compris qu'en agissant simultanément sur la diode Schottky et sur le bobinage primaire nous allons répartir l'effort de compensation de l'overshoot.
En effet il ne faut pas perdre de vue que tout ce qui est vu coté primaire est ce qui se passe coté secondaire multiplié par le rapport Np/Ns.
Donc en amortissant le phénomène de résonance sur la Schottky nous réduirons également ce qui sera reflété vers l'entrée et se sera ça de moins à réduire en entrée.
Il faut donc associer un RC en parallèle à la diode Schottky de sortie pour clamper son overshoot.
Le courant d'overshoot se calcule par:
La fréquence de résonance se détermine par:
Soit
Le condensateur associé doit faire 10*Cj soit Csnub=8,5nF on prend 10nF.
La puissance dissipée sur Rsnub vaut: [TEX]\frac{1}{2}C_{snub}\cdot {Vin_{max}\cdot \frac{Ns}{Np}}^2\cdot Fosc=0,32W
On prendra une 10 Ohms/1W
On vérifie que le critère suivant est respecté:
Soit
Maintenant on monte cette résistance en série avec cette capacité en parallèle sur la diode Schottky.
Il nous reste à déterminer le réseau RCD sur le bobinage primaire du transfo et le CALC (circuit d'aide à la commutation du Mos)
pour retarder le bloquage du Mos et permettre au courant de retomber suffisamment bas, ainsi la surface de croisement sera faible
et donc la puissance de commutation également pour obtenir un meilleur rendement global.
A suivre.
Bonjour,
Bravo pour toutes ce infos!! SUPER
Je viens de faire plusieurs essais!
1. Les valeurs R (10 Ohms) et C (10nF) indiquées à mettre en parallèle avec la schottky atténuent fortement l'oscillation. Je dirai même que c'est l'idéal.
Par contre la puissance ne correspond pas.
Le signal (mesure sur R) a une période de 8,3µs avec 2 pointes de 29V qui ont une durée de 100ns.
On obtient une puissance de 1,9W!
2. En utilisant un transfo de valeurs identiques sauf pour Lp=2mH au lieu de 700µH, la pointe Vds est tombée à 650V.
Je pense laisser ces valeurs qui me paraissent bien...
J'attends néanmoins de voir les calculs pour le RCD.
Merci et A+
Salut,
j'avais pris par défaut Cj de la schottky à 850pF, il faudra que tu regardes la spec de la diode que tu utilises pour adapter le calcul en conséquence.
La valeur de Lf est prise également à 3% mais devrait être mesuré sur ton transfo.
Si en effet tu augmentes Lp, tu vas diminuer le courant primaire et tu te trouveras en mode continu de courant.
Je reviendrai sur ce point la valeur critique de Lp qui conditionne le mode continu ou discontinu se calcule très bien.
A bientôt donc.
Salut,
Je cherche maintenant à faire un PFC passif à l'aide d'une bobine.
D'après mes recherche une inductance de 5000µH peut convenir.
Cela dit je ne sais pas quoi prendre comme type de matériel pour le noyau.
(différent des autres inductances)
Merci de votre aide...
A+
Bonjour à tous,
Avant tout bravo pour toutes ses infos, j'aimerai réaliser une alimentation flyback, je possède 500V DC en entrée et j'aimerai 15VDC en sortie et Is=5V peu m'importe.
J'essaye de dimensionner mon montage avec tous ces points que vous avez expliqué ms arriver au snubber je ne comprends pas tout..il faudrait que je trouve en effet un autre transfo ou bien trouver un mosfet capable de supporter une tension de 800V...voila ce que j'en ai déduis de mon dimensionnement d'après vos infos HUlk...
Pour le montage RDC pour éviter ces peek de tensions à la commutation, j'aimerai avoir plus d'infos sur le dimensionnement et les valeurs du condo de la résistance de la diode.
Merci d'avance,
Mika47
Is=5A oups autant pour moi :/
