buck 12V -> 5V

[PIXEL]

1,2 kΩ pour charger la capacité de gate .....

m'est avis que ça va être "mou" vérifie tes temps de montée à l'oscillo.
si trop lents : ça chauffe !
-----

[PIXEL]

capa de gate 1nF.....

ce qui fait , à la louche , une constante de temps de 1 milliseconde.

c'est mou-mou

[DAUDET78]

Ton schéma est bon (enfin, on peut faire mieux .... par la suite). En effet, tu ne tiens pas compte de la capacité d'entrée du PMOS ( de l'ordre du nF) ce qui va ralentir les temps de commutation.

Grosso modo :
- PMOS conducteur : Il y a 12-6= +6 volt aux bornes de la self . Le courant grimpe linéairement et charge C1
- PMOS bloqué : Il y a une surtension de signe inverse aux bornes de la self (donc négative vis à vis de la sortie +6V). La diode D1 devient conductrice et le courant décroit linéairement et charge C1
C'est très bien expliqué dans ton lien #1

PS: pourquoi t'es pas modo ?

Question indiscrète ! Je pourrais te répondre avec une chanson

[terriblement]

Effectivement j'ai repris un montage que j'avais fait pour une fréquence plus basse et j'ai pas pensé à recalculer les capa sur les entrées ... Je vais revoir tout ça, et sinon, tu dis qu'on pourrait l'améliorer, tu parlais de ce problème de résistance ou il y a autre chose ?

[DAUDET78]

ou il y a autre chose ?

Le autre chose ..... un driver de MOS

[terriblement]

Il apporte une plus grande rapidité pour la saturation du MOS c'est ça ?

[DAUDET78]

Saturation et blocage !

[terriblement]

ok merci

Je verrai si avec mon npn j'ai toujours des problèmes de chauffe en baissant les résistances

[invite03481543]

Bonsoir,

tout cela me parait très mal engagé, prévois une caisse de Mos.
Deux petites questions me traversent l'esprit: 1/pourquoi vouloir utiliser un PIC avant de te faire les dents avec un vulgaire circuit de commande PWM de base?
2/ Pourquoi ne pas essayer de comprendre comment fonctionne un Buck déjà sur une feuille de papier?

Si tu faisais une recherche sur ce forum tu y trouverais des tonnes d'explications puisque nous avons traité ce sujet maintes et maintes fois avant de te lancer à l'aveuglette.

En regardant ton schéma il n'a aucune chance de fonctionner correctement, comme il a été dit une 1N4007 ne peut assurer la fonction de diode de roue libre et il te faut calculer ta self en fonction des caractéristiques de ta charge.
Le condensateur de sortie doit être également calculé et il te faut choisir une technologie de condensateur à faible résistance série et certainement pas une valeur de 1mF comme tu l'indiques sur ton schéma.
Et il faut une boucle de régulation évidemment
Bref, l'éléctronique ça ne s'improvise pas, là tu fais n'importe quoi et donc tu vas droit dans le mur.
Commence donc par regarder de près la théorie d'un tel circuit avant de vouloir lui coller un PIC, quand tu auras bien compris le principe tu pourras passer à la pratique avec plus de chance de succès, mais même ainsi tu auras encore des surprises qui t'attendent....

[DAUDET78]

1/pourquoi vouloir utiliser un PIC avant de te faire les dents avec un vulgaire circuit de commande PWM de base?

Je pense qu'il faut y aller lentement et que les gens se rendent compte par eux même de leurs mauvais choix.... surtout que notre ami Terriblement a bien précisé, dès le début

pour apprendre un peu le fonctionnement des montages BUCK, je me suis fait un petit essai

[Biname]

capa de gate 1nF.....

ce qui fait , à la louche , une constante de temps de 1 milliseconde.

c'est mou-mou

Ce ne serait pas 1 microseconde ? 1200 * 1E-9 ~=~ 1E-6 s

[PIXEL]

alors c'est moins mou que ma neurone hier ...

[terriblement]

Deux petites questions me traversent l'esprit: 1/pourquoi vouloir utiliser un PIC avant de te faire les dents avec un vulgaire circuit de commande PWM de base?

Parce que je maitrise mieux les PIC que les vulgaires circuit de base. A base de NE555 par exemple, j'arrive pas à avoir une fréquence fixe et un rapport cyclique variable (mais ça c'est un autre problème). J'ai bien mon signal PWM, qu'il vienne d'un PIC ou autre, peu importe, non ?

Pourquoi ne pas essayer de comprendre comment fonctionne un Buck déjà sur une feuille de papier?

Parce que toute l'étude à déjà été faite par quelqu'un, et qu'a priori il ne me restait qu'à faire une application numérique pour tester mon circuit. Je comprends le principe de base,test si ça marche, si oui, je fais mes propres calculs.

En regardant ton schéma il n'a aucune chance de fonctionner correctement, comme il a été dit une 1N4007 ne peut assurer la fonction de diode de roue libre

Elle a un trr un peu juste effectivement, je n'ai rien d'autre sous la main, sinon j'aurai pris autre chose. je le ferai quand j'aurai une diode rapide sous le coude.

il te faut calculer ta self en fonction des caractéristiques de ta charge.

J'ai 2 selfs en stock, j'ai choisi une des deux, et basé mes calculs à partir de cette valeur.

Le condensateur de sortie doit être également calculé et il te faut choisir une technologie de condensateur à faible résistance série et certainement pas une valeur de 1mF comme tu l'indiques sur ton schéma.

Corrige moi si je me trompe, mais en prenant une plus grande valeur, on ne fera que diminuer l'ondulation résiduelle. L'ESR est à mon avis pas un critère déterminant pour une si faible tension de sortie, non ?

Et il faut une boucle de régulation évidemment

Le schéma que j'ai pris ne parlait pas de régulation ( que je mettrai en place plus tard), on commence par un truc simple comme tu me le fais remarquer plus haut.

l'éléctronique ça ne s'improvise pas, là tu fais n'importe quoi et donc tu vas droit dans le mur.

En l’occurrence, j'ai peu de composants en stock, j'ai essayé de bidouiller un truc à peu près fonctionnel (là le problème est que ça ne fonctionnait pas du tout) avec ce que j'ai chez moi... maintenant que je commence à mieux saisir les impératifs d'un tel montage, je peux commander les composants avec les bonnes caractéristiques. Si j'avais un budget illimité, crois moi que je me serai pas embêté à prendre un condensateur qui ne respectait pas mes calculs, ou prendre une bobine avec une Rsérie élevée, ou encore des un NPN pour commander mon MOS et non pas un driver de MOS.

Je suis globalement d'accord avec tes remarques, mais je suis juste limité par mon budget et je fais avec.
En l'occurrence j'ai appris qu'il faut prendre diverses choses en compte en plus des valeurs "principales" comme l'inductance de la bobine ou la capacité du condo:
-qu'il faut une diode rapide
- la capa des MOS
- l'ESR du condo
- la fréquence de hachage pour les pertes de commutation
- la résistance série de la bobine
- que les courbes c'est de la pub

Encore une fois le but de la manip était d'apprendre (d'ou un cahier des charges bidon).

[DAUDET78]

A base de NE555 par exemple, j'arrive pas à avoir une fréquence fixe et un rapport cyclique variable (mais ça c'est un autre problème).

Faire un PWM avec un NE555, j'ai donné X fois le bon schéma . Et il y a des tas de circuits spécialisés qui font ça , plus la régulation de tension, plus la limitation de courant, plus l'attaque des MOS

J'ai bien mon signal PWM, qu'il vienne d'un PIC ou autre, peu importe, non ?

Non non .....
Ton µC n'est pas assez rapide (c'est l'avantage de l'analogique !) pour réagir à une variation brutale de la charge (appel de courant , court-jus ...etc ). De plus, si le programme se plante en laissant le MOS conducteur, tu as du 12V sur la sortie 6V . Ca peut couter très cher.

Tant que tu travailles sur une résistance de charge d'une puissance suffisante, il n'y a pas de problème de sécurité et tu peux continuer à expérimenter/amuser avec ton µC pour faire ton PWM . Mais, pour une réalisation définitive, c'est hors de question !

[invite03481543]

Merci d'avoir répondu aux questions,

Parce que je maitrise mieux les PIC que les vulgaires circuit de base. A base de NE555 par exemple, j'arrive pas à avoir une fréquence fixe et un rapport cyclique variable (mais ça c'est un autre problème). J'ai bien mon signal PWM, qu'il vienne d'un PIC ou autre, peu importe, non ?

Comme le dit Daudet un PIC fournit un courant trop faible et n'est pas bien adapté à des di/dt rapides.
Cela dit on peut s'arranger pour contourner le problème mais pour cela il est nécessaire d'ajouter des composants, d'où l'intérêt de la première étape de passer par le 555 par exemple qui oblige à comprendre certains aspects pratiques.

Parce que toute l'étude à déjà été faite par quelqu'un, et qu'a priori il ne me restait qu'à faire une application numérique pour tester mon circuit. Je comprends le principe de base,test si ça marche, si oui, je fais mes propres calculs.

Justement c'est l'inverse qu'il faut faire, d'abord une spec du besoin, ensuite on établi un schéma de principe qui répond au besoin puis on le dimensionne par calculs.

Elle a un trr un peu juste effectivement, je n'ai rien d'autre sous la main, sinon j'aurai pris autre chose. je le ferai quand j'aurai une diode rapide sous le coude.

Un peu juste? Elle n'est tout simplement pas capable de jouer le rôle que tu veux lui donner.
Ta diode doit être une schottky ou une ultra-fast, chaque fonction doit être réalisée avec le composant adapté à la situation, une incompatibilité peut avoir des conséquences dramatiques pour les autres composants ou simplement ne pas fonctionner du tout.

J'ai 2 selfs en stock, j'ai choisi une des deux, et basé mes calculs à partir de cette valeur.

Pourquoi pas, on peut savoir quelles sont ces valeurs?

Corrige moi si je me trompe, mais en prenant une plus grande valeur, on ne fera que diminuer l'ondulation résiduelle. L'ESR est à mon avis pas un critère déterminant pour une si faible tension de sortie, non ?

L'ESR est un critère ultra important au contraire pour ce genre d'application, puisque deltaVout(esr)=deltaI*ESR, si le condensateur n'a pas un faible ESR il ne sera pas capable d'absorber le courant efficace sans un échauffement excessif.
Plus ta capacité va être grande et plus le courant d'appel initial va être fort ce qui va stresser les composants en amont comme le switch, qui s'il est mal dimensionner ne va pas apprécier très longtemps ce régime et il faut également que ta self puisse fournir cette énergie imprévue dans les calculs initiaux.
De plus une large valeur de Cout entraine une "mollesse" de la régulation, la vitesse de réaction va être telle que deltaVout va varier de manière significative.

Le schéma que j'ai pris ne parlait pas de régulation ( que je mettrai en place plus tard), on commence par un truc simple comme tu me le fais remarquer plus haut.

Pourquoi pas si tu acceptes une variation très importante de la tension de sortie en fonction de la charge et des variations de la tension d'entrée.
Cela dit c'est le plus simple avec un PIC que de réguler le rapport cyclique en fonction de Vout.
En tout cas il est indispensable que tout ce qui a été dit avant soit opérationnel avant même de songer à réguler quoique ce soit.

En l’occurrence, j'ai peu de composants en stock, j'ai essayé de bidouiller un truc à peu près fonctionnel (là le problème est que ça ne fonctionnait pas du tout) avec ce que j'ai chez moi... maintenant que je commence à mieux saisir les impératifs d'un tel montage, je peux commander les composants avec les bonnes caractéristiques. Si j'avais un budget illimité, crois moi que je me serai pas embêté à prendre un condensateur qui ne respectait pas mes calculs, ou prendre une bobine avec une Rsérie élevée, ou encore des un NPN pour commander mon MOS et non pas un driver de MOS.

Je te comprends.
Bon courage pour la suite.

[terriblement]

Comme le dit Daudet un PIC fournit un courant trop faible et n'est pas bien adapté à des di/dt rapides.
Cela dit on peut s'arranger pour contourner le problème mais pour cela il est nécessaire d'ajouter des composants, d'où l'intérêt de la première étape de passer par le 555 par exemple qui oblige à comprendre certains aspects pratiques.

Justement c'est l'inverse qu'il faut faire, d'abord une spec du besoin, ensuite on établi un schéma de principe qui répond au besoin puis on le dimensionne par calculs.

J'ai tout simplement adapté mes "besoins" ( je rappel que le but de la manip est juste d'apprendre comment ca marche) au matériel que j'ai à ma disposition.
J'ai trouvé 2 circuits TC4469 (MOS DRIVER) dans ma boite à composants et faut dire que ca marche nettement mieux

J'en ai profité pour installer LTSPICE IV pour simuler mon schéma (ah oui ca me manquait ca un programme de simulation!)

Un peu juste? Elle n'est tout simplement pas capable de jouer le rôle que tu veux lui donner.
Ta diode doit être une schottky ou une ultra-fast, chaque fonction doit être réalisée avec le composant adapté à la situation, une incompatibilité peut avoir des conséquences dramatiques pour les autres composants ou simplement ne pas fonctionner du tout.

Je dois dire qu'en pratique elle fonctionne, mais je comprends qu'elle n'est pas adapté dans la mesure ou elle induit des pertes de rendement et, je pense, un offset négatif sur la sortie.

Pourquoi pas, on peut savoir quelles sont ces valeurs?

C'est une bobine récupérée sur une alimentation HS, elle fait à la louche 170µH.
J'ai aussi appris que les bobines avaient un courant de saturation, tu as une idée de comment je peux le mesurer "facilement" ?vu que j'ai pas de datasheet pour cette dernière.

L'ESR est un critère ultra important au contraire pour ce genre d'application, puisque deltaVout(esr)=deltaI*ESR, si le condensateur n'a pas un faible ESR il ne sera pas capable d'absorber le courant efficace sans un échauffement excessif.

Je note pour l'échauffement, l'appel de courant et le DeltaV (qui ici est négligeable vu le faible courant fourni). j'ai retrouvé en cherchant un petit paquet de condos de 10µF et un petit paquet de 100µF, j'avais oublié que j'en avais commandé il y a quelques mois.

J'ai maintenant un montage qui fonctionne, je vais encore modifier quelques valeurs et voir comment il se comporte et attaquer la théorie

J'ai déja pu voir qu'en modifiant ma charge, la tension change pas mal. Je pense que la résistance série de la bobine de 0.9 Ohms n'est pas étrangère à ce phénomène.

[invite03481543]

Je dois dire qu'en pratique elle fonctionne, mais je comprends qu'elle n'est pas adapté dans la mesure ou elle induit des pertes de rendement et, je pense, un offset négatif sur la sortie.

Non elle se doit d'être rapide car quand ton switch s'ouvre (lui est très rapide) le courant dans ta bobine ne trouve pas de chemin d'où une surtension non négligeable qui finira par faire péter ton transistor quand tu auras un courant de charge plus fort, te voilà prévenu.

C'est une bobine récupérée sur une alimentation HS, elle fait à la louche 170µH.
J'ai aussi appris que les bobines avaient un courant de saturation, tu as une idée de comment je peux le mesurer "facilement" ?vu que j'ai pas de datasheet pour cette dernière.

Fais une photo, comment veux-tu que je te réponde sans voir la self? C'est un tore ?

J'ai maintenant un montage qui fonctionne, je vais encore modifier quelques valeurs et voir comment il se comporte et attaquer la théorie

Fais l'inverse il fonctionnera mieux et plus longtemps.
Et avant d'affirmer qu'il fonctionne attend de le charger à son courant max et une bonne demi heure

[terriblement]

Non elle se doit d'être rapide car quand ton switch s'ouvre (lui est très rapide) le courant dans ta bobine ne trouve pas de chemin d'où une surtension non négligeable qui finira par faire péter ton transistor quand tu auras un courant de charge plus fort, te voilà prévenu.

Si j'ai bien compris le truc, un trr lent veut dire que la diode reste conductrice "longtemps" avant de se bloquer, lorsqu'on la polarise en inverse.
Dans mon cas, si la diode est lente, ca veut dire que, lors de la saturation du MOS, la diode n'est pas bloquée tout de suite, et on aura un courant venant de Ve qui circulera à travers le MOS et la diode pendant la durée trr.
Ce qui amène à des PICS de courants, une perte de rendement, et un vdrop sur la sortie.

ou bien je me trompe ?

Fais une photo, comment veux-tu que je te réponde sans voir la self? C'est un tore ?

J'ai pris une photo du net mais ca ressembl a ca, le conducteur fais un peu plus de tours.

[Biname]

Si j'ai bien compris le truc, un trr lent veut dire que la diode reste conductrice "longtemps" avant de se bloquer, lorsqu'on la polarise en inverse.
Dans mon cas, si la diode est lente, ca veut dire que, lors de la saturation du MOS, la diode n'est pas bloquée tout de suite, et on aura un courant venant de Ve qui circulera à travers le MOS et la diode pendant la durée trr.
Ce qui amène à des PICS de courants, une perte de rendement, et un vdrop sur la sortie.

ou bien je me trompe ?



J'ai pris une photo du net mais ca ressembl a ca, le conducteur fais un peu plus de tours.

Pièce jointe 212068

Non, le problème ce sont les extra courants de fermeture(1). Lorsque le mosfet se ferme, une tension négative théoriquement infinie apparait côte mosfet de la bobine, cette tension peut et claquera le mofet, la diode a pour rôle - entre autre - de protéger le mosfet de cette tension negative mais pour cela, il faut qu'elle commute très rapidement. 5 diodes 1N4148 en // feraient parfaitement l'affaire, Trr 4 ns.

J'aurais bien aimé voir passer une réponse concernant la mesure de la saturation du tore ! Moi, je ne vois pas ?

(1) v = L.di/dt à la coupure la variation de courant passe de i max à 0 en un temps très court donc v est énorme.


en commutant plus lentement, ton mosfet s'échauffe, le rendement baisse ... mais les extra courants sont plus faibles et donc le mosfet se protège ... jusqu'à ce qui'il fume, sente te fonde.

[invite03481543]

La coupure du courant par le bloquage de la diode qui n'aura pas eu le temps de réagir va provoquer un dv/dt important.
Quand ton Mos est fermé la diode est bloquée, quand ton mos s'ouvre cette diode doit permettre au courant de continuer à circuler sans quoi c'est la cata, donc il te faut une diode qui conduise au plus vite, ce qui n'est pas le cas avec une 1N4007.

ps: faisant autre chose en même temps je n'avais pas lu la juste réponse de biname avant d'envoyer, donc désolé biname.

[Tropique]

Non, le problème ce sont les extra courants de fermeture(1). Lorsque le mosfet se ferme, une tension négative théoriquement infinie apparait côte mosfet de la bobine, cette tension peut et claquera le mofet, la diode a pour rôle - entre autre - de protéger le mosfet de cette tension negative mais pour cela, il faut qu'elle commute très rapidement. 5 diodes 1N4148 en // feraient parfaitement l'affaire, Trr 4 ns.

Non, terriblement a raison: c'est bien le trr qui est déterminant ici, et s'il appelle ainsi, c'est parce que c'est le temps de reverse recovery.

Cela ne signifie pas que son pendant, le tfr (forward recovery) soit sans importance, mais en pratique, le forward recovery des diodes modernes est toujours très bénin, même pour des diodes lentes. Ce n'est pas un hasard si, lorsqu'on parle de rapidité de diodes, c'est à 99% du trr qu'il est question.

En pratique, le forward recovery se manifeste par une surtension, limitée à quelques volts au grand maximum et généralement de l'ordre de quelques dixièmes de volt, et pour un temps très court, quelques ns à quelques dizaines de ns.

Il n'en a pas toujours été ainsi: les deux phénomènes sont relativement "découplés", le trr étant lié à la capacité de stockage de charges de la jonction et le tfr à un autre paramètre, l'épaisseur du parent, si mes mes souvenirs sont exacts, et on pouvait trouver des diodes très mauvaises pour l'un et très bonnes pour l'autre.
Actuellement, le tfr est toujours décent, parce qu'il est facile à assurer technologiquement.

Le forward recovery peut parfois causer des problèmes généralement assez mineurs comparés au reverse recovery

[Antoane]

Bonsoir,
Toujours délicat de répondre après un doublé Hulk-Tropique, mais ça se tente

5 diodes 1N4148 en // feraient parfaitement l'affaire, Trr 4 ns.

Jamais de diodes en parallèle : celle qui a la plus faible tension de seuil laisse passer le plus de courant, donc s'échauffe plus, donc sa tension de seuil diminue... Emballement thermique, elles crament l'une après l'autre. Il faut au minimum un dispositif d'équilibrage entre les diodes.

J'aurais bien aimé voir passer une réponse concernant la mesure de la saturation du tore ! Moi, je ne vois pas ?

Tu appliques un échelon de tension à la bobine et tu visualises le courant. Il va d'abord croitre linéairement (u=Ldi/dt @L=cste), puis il va y avoir une rupture de pente, le courant va très rapidement augmenter (chute de L @I>Isat) pour se stabiliser à beaucoup.
Explication physique : il arrive un moment où on ne peut plus stocker d'énergie dans le noyau, qui est saturé. A partir de là, le seul composant qui puisse consommé l'énergie qu'offre l'alim, c'est la résistance série de la bobine.

[Biname]

Vous avez raison ! J'apprends plein de choses ici

[Biname]

Bonsoir,
Toujours délicat de répondre après un doublé Hulk-Tropique, mais ça se tente

Jamais de diodes en parallèle : celle qui a la plus faible tension de seuil laisse passer le plus de courant, donc s'échauffe plus, donc sa tension de seuil diminue... Emballement thermique, elles crament l'une après l'autre. Il faut au minimum un dispositif d'équilibrage entre les diodes.


Tu appliques un échelon de tension à la bobine et tu visualises le courant. Il va d'abord croitre linéairement (u=Ldi/dt @L=cste), puis il va y avoir une rupture de pente, le courant va très rapidement augmenter (chute de L @I>Isat) pour se stabiliser à beaucoup.
Explication physique : il arrive un moment où on ne peut plus stocker d'énergie dans le noyau, qui est saturé. A partir de là, le seul composant qui puisse consommé l'énergie qu'offre l'alim, c'est la résistance série de la bobine.

Oui ! merci.

Pour les diodes en // il s'agit d'une solution provisoire 'de labo' ! Quoique ça devrait tenir, peak current 2A (1µs) , Vforward à 100 mA est de ~0.8V et de ~1.1V à 200mA. ? Mais il faut aussi savoir que IIRC lorsqu'elles fondent, elles tiennent en court circuit de plusieurs ampères ?

http://www.vishay.com/docs/81857/1n4148.pdf

[Tropique]

J'aurais bien aimé voir passer une réponse concernant la mesure de la saturation du tore ! Moi, je ne vois pas ?

La saturation peut se diagnostiquer après, si on dispose d'une sonde de courant, mais ce n'est pas le but: pour faire du design, on prend directement une self qui va tolérer le courant de crête. Si on dispose du matériel adéquat, il est évidemment possible de tester une self quelconque, j'ai du poster un exemple ou l'autre sur ce forum, mais à priori ce n'est pas comme cela qu'on travaille: même si l'on fait fabriquer la self soi-même, on la calcule pour tenir le courant, non en fonction de caractéristiques mesurées mais en se basant sur les données géométriques, physiques et autres publiées par le fabricant du noyau: c'est la seule manière d'assurer une sécurité de design par rapport aux variations possibles des matériaux.

Bonsoir,
Toujours délicat de répondre après un doublé Hulk-Tropique, mais ça se tente

Jamais de diodes en parallèle : celle qui a la plus faible tension de seuil laisse passer le plus de courant, donc s'échauffe plus, donc sa tension de seuil diminue... Emballement thermique, elles crament l'une après l'autre. Il faut au minimum un dispositif d'équilibrage entre les diodes.

Effectivement, particulièrement dans les cas où cela se justifie, et celui-ci n'en fait pas partie: des diodes rapides à peine plus chères que la 1N4007 et du même calibre existent.

Pour des diodes aussi petites que la 1N4148, l'effet de la résistance intrinsèque domine rapidement la tension directe, la résistance d'équilibrage serait donc moins nécessaire que sur des vraies diodes de puissance, mais c'est purement académique vu que c'est sans utilité réelle.

[Tropique]

Un document traitant de la rapidité des diodes: http://www.ixys.com/Documents/AppNotes/IXAN0044.pdf
Diverses problématiques ici évoquées y sont traitées, peut-être pas de manière vraiment fine et détaillée, mais suffisante pour une introduction permettant d'avancer dans ce topic.

[terriblement]

Après lecture du document proposé par Tropique en #56, cela confirme mon message en #48 pour ce qui concerne le trr:

Si trr trop lent :
Le MOS sera saturé et la diode toujours encore passante, ce qui amènera à un très grand PIC de courant à travers le MOS et la diode. Ce phénomène risque de détruire le MOS et la diode.
On aura bien sur des pertes de rendement vu que de la puissance se transformera tout simplement en chaleur.

Un autre phénomène à prendre en compte est lors de la conduction de la didoe (le MOS est bloqué), on observera un PIC de tension aux bornes de la diode (Vfr), qui en devra pas dépasser une certaine valeur, qui est :

Ue + Uds + Uvfr = 0
Ue + Uvfr = Usd
dans le cas d'un IRF5305, on a un Udsmax = -55V et mon Ue = 12V:
Uvfr = 55V - 12V
Uvfrmax = 43V.

Si je ne me suis pas trompé !

[terriblement]

Vous confirmez que les montages suivants :

page 12
http://www.thierry-lequeu.fr/data/DATA331c.pdf

page 45
http://www.thierry-lequeu.fr/data/RA...E-OLIVEIRA.pdf

ne peuvent pas fonctionner ?

[Antoane]

Bonjour,
Tu fais référence à l'utilisation d'un N-MOSFET en high-side (avec le drain au Vcc) ?
* Ca marche car le concepteur a utilisé un driver de mosfet IR2111 (http://www.irf.com/product-info/data...ata/ir2111.pdf) précisément prévu pour gérer ce genre de circuit : le driver génère une tension supérieure à Vcc (=~Vcc+10V à ~Vcc+15V), grâce à laquelle il peut saturer le mosfet.
* le schéma page 45 n'est qu'un synoptique, difficile de juger. Néanmoins, le document mentionne dans ses références le IR2183 (http://www.irf.com/product-info/data...ata/ir2183.pdf), qui remplit la même fonction.

Pourquoi s’embarrasser avec toute cette biscuiterie alors qu'un PMOS ferait l'affaire ? Car les NMOS ont globalement de meilleurs caractéristiques.

[terriblement]

Mais si on reprends mon schéma page 3, avec le PMOS.

On fixe VCC = 48V par exemple.

Dans ce cas, quand on fixe UG = 0V on a un GS = 48V => le transistor va pas aimer.

du coup on est obligé de passer par un NMOS avec driver, non ?