Hacheur de puissance

[Yvan_Delaserge]

ll faudra aussi revisiter le problème des surtensions/surcourants sur le pont en H, sur base de ce modèle LTSpice message #198. A première vue, il n'y en a pas ????

Hello Biname,

Merci pour ton travail sur le simulateur. Je n'ai pas encore eu le temps de regarder, mais je vais le faire.
A propos de surtensions, je me pose la même question que toi.
Pour résumer les chapitres précédents, voici ce que j'ai cru comprendre:
On a donc un hacheur qui envoie du courant vers le primaire du transformateur. Ce dernier se comporte comme une inductance qui a deux composantes:
1)L'inductance magnétisante, qui est couplée au secondaire et qui va nous permettre de lui transférer de la puissance et
2) L'inductance de fuite, qui n'est pas couplée au secondaire. Elle va donc emmagasiner de l'énergie et la renvoyer en arrière sous forme de surtensions.

Ces surtensions se retrouvent aux bornes du transfo.

Les MOSFET possèdent chacun une body diode polarisée en inverse dont les caractéristiques (courant, tension inverse, temps de commutation) sont du même ordre que ceux du MOSFET.

Dans un pont en H, le pont de MOSFET se retrouve donc "doublé" par l'assemblage des 4 diodes body, qui forment un pont de Graetz, du même type que celui qui est utilisé dans les redresseurs.

Par conséquent, s'il se présente une tension aux bornes du transfo, supérieure à la tension d'alim (donc une SURtension, par définition), elle va être très efficacement conduite par le pont de Graetz vers l'alimentation, où elle va être très efficacement absorbée par le condensateur de filtrage. Pour améliorer l'efficacité, il y a des condensateurs polyester directement aux bornes des MOSFET.

A mon avis, c'est uniquement pour cette raison que l'on ne voit pas de surtension aux bornes du transfo.

Mais le problème qui va se poser c'est quand je vais utiliser des IGBT à la place de MOSFET, car les IGBT ne possèdent pas de diode body. Je vais donc utiliser des diodes rapides 3 A, sur les conseils de Tropique.

Biname, maintenant que tu as un modèle Spice qui fonctionne bien, est-ce que tu pourrais vérifier que cette théorie tient debout?

Le plus simple serait de remplacer les MOSFET par des bipolaires et voir si des surtensions apparaissent aux bornes du primaire.

Merci d'avance.

Amicalement,

Yvan
-----

[Yvan_Delaserge]

Salut à tous,

Voici encore quelques essais. Cette fois avec en guise de secondaire, une boucle de câble de démarrage. Section 10 mm carrés. Longueur 127 cm.
J'ai mesuré le courant d'alim à 100, 200, 400 et 800 Hz. La tension d'alim est de 300 V.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378333129

Si on compare avec les valeurs trouvées précédemment avec le câble 3 conducteurs, on trouve ceci:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378333163

Voici les oscillogrammes:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378333203
La trace du haut montre la tension aux bornes du primaire et celle du bas montre la tension aux bornes d'une spire unique au secondaire. Le circuit est en charge avec le courant d'alim montré dans le tableau ci-dessus.
A 100 Hz, on a un effet de battement entre le ripple qui subsiste aux bornes du condensateur de filtrage, (qui est à 100 Hz) et la fréquence de hachage qui est à 100 Hz environ.

Dans cet essai, on a une longueur de secondaire presque égale à la longueur de la pince prévue, qui sera réalisée en lames d'aluminium de 1 mètre.

On voit donc que le courant au primaire ne dépassant guère 1,2 A (à 100 Hz), on ne dispose que de 387 W, ce qui est insuffisant pour une soudure.

Prochaine étape: scinder le primaire en 2 et alimenter les deux moitiés en parallèle. Le rapport de transformation va être divisé par 2, par conséquent la limitation de courant due à l'inductance devrait être divisée par 4. La tension au secondaire devrait quant à elle, être multipliée par 2. On peut donc s'attendre à une puissance multipliée par 8. C'est-à-dire 3096 W. Ceci si on reste à 100 Hz.
A vue de nez, il faudra hacher vers 300 Hz, si on veut limiter la puissance à 2000 W environ.

Amiicalement,

Yvan

[Biname]

Et comment qu'elle tient debout, c'est la réalité. Sans les diodes 'body', on a 60000V aux bornes du primaire et LTSpice le prouve et di/dt et dPhi/dt retrouvent leurs places au Panthéon des électriciens et moi je retrouve la paix ... après avoir dit de grosses bêtises en essayant d'expliquer l'inexplicable(1).

Voici un LTSpice qu'on aurait du réaliser il y a mille ans (basé sur ton msg #18). J'ai aussi crée des fichiers PWL afin de pouvoir commuter le pont en faisant varier time fall, time rise, DeadTime ... ce qui n'apporte rien, sauf qu'ils devraient permettre de vérifier que lorsque les time rise et time fall augment la surtension de 60000V diminue ... à faire.

Ajouter 4 diodes en série au pont pour rendre ineffectives les diodes 'body des mosfets' et paf 60000V de surtension au primaire

Surtensions_60000V_sans-diodes_body.jpg


Ajouter 4 autres diodes afin d'autoriser à nouveau le passage du courant 'inverse' dans les diodes 'body des mosfets' et il n'y a plus de surtensions
Il faut 300 ms pour que les valeurs se stabilisent :
- on voit que IRsh1 change de signe au rythme du hachage
- on voit que le courant qui 'remonte' est inférieur au courant qui 'descend'.
- si on ouvre le secondaire - plus de charge -, le courant qui 'remonte' est pratiquement égale au courant qui 'descend'.
- sur base de ces courants, de savants calculs devraient permettre de calculer la puissance consommée

Essais intéressants
- multiplier L1 et L2 par 10, I_primaire diminue comme le prévoit la théorie

SurtensionsSupprimeesAvecDiodesBody.jpg

Il y a beaucoup de fichiers Bridge, Bridge1 pour un pont et Bridge2 pour l'autre, ne pétez pas bêtement vos mosfets et trouer vos écrans
Un répertoire pour le .Asc et les fichiers 200 Hz et un sous répertoire pour les autres.
Je vais essayer de tout mettre dans un zip.



---------------------------
Il faut surtout que je reconnaisse deux grosses erreurs ... au moins
1) le curseur de flux est une monstruosité : I = 0 Phi = 0 et ouf on retrouve les fondamentaux
2) vu du générateur un transformteur est une inductance (magnétisante) en parallèle avec les R et
X dont je parle dans les messages précédents. Cette inductance est négligeable pour calculer les
tensions et courants au secondaires mais pas au primaire, au primaire c'est elle qui établit
le courant.
Je n'arrivais pas à expliquer pourquoi il n'y avait pas de surtensions au primaire

[Yvan_Delaserge]

Joli travail, Biname.
On a beau dire que la pratique prime sur la théorie. Quand un truc fonctionne sans qu'on comprenne bien pourquoi, on a en permanence cette sensation inquiétante qu'un ennemi t'observe et n'attend qu'une occasion pour t'agresser en traître.

Encore merci. A toi et aux diodes body!

Amicalement,

Yvan

[Biname]

Je crois bien que la trace oscillo 100Hz montre du flux walking avec saturation du noyau, il est trop mignon ton jeu.
La tension au secondaire qui chute avant la fin du créneau et en parallèle la tension au primaire qui chute légèrement indiquant un courant primaire plus important et comme cela ne se produit que pour une branche du pont, on a un magnifique exemple de flux walking ... on a une de ces chance ici . Berthe, ma Berthe où es-tu ? Elle n'est pas là .

[Biname]

Joli travail, Biname.
On a beau dire que la pratique prime sur la théorie. Quand un truc fonctionne sans qu'on comprenne bien pourquoi, on a en permanence cette sensation inquiétante qu'un ennemi t'observe et n'attend qu'une occasion pour t'agresser en traître.

Encore merci. A toi et aux diodes body!

Amicalement,

Yvan

En plus quand on regarde la polarité de la surtension, on voit qu'elle n'a pas la bonne polarité pour les diodes body des mosfets qui viennent de se couper et là on a de la m...de dans les yeux.

Oui mais y'en a qui aime ça chercher à savoir pourquoi et merci à toi aussi.

[Biname]

Il serait peut-être temps de corriger la valeur de l'inductance du primaire, tout le monde la trouve légère et msg #55 page 4 :

Dat44 dit "microonde 3-3.5 ampere à vide, 6 à 8 amperes en charge 220/50Hz"
Confirmer par Yvan msg #57. Tout le monde semble s'accorder sur la résistance du primaire 2 à 3 ohm (3 ohm = 100W à 6A)
Avec ces valeurs on calcule sans difficulté l'inductance de l'enroulement primaire :
I = V / (Sqr(R² + L²W²)) avec V = 220, R = 3, 50Hz et I = 3.25
3.25 = 220 /(Sqr(R² + L².W²)
R² + L²W² = (220/3.25)²
L²W² = 4582 - 9 = 4573
L² = 4573/(2 * Pi * 50) = 14.59
L = 3.82 H soit entre 3.5 à 4 H prenons 4H pour faire simple
Soit 20 fois plus que ce qui est annoncé msg #25 et qui a été utilisé dans tous les modèles jusqu'à présent ... 20x plus, ce n'est pas rien !

[Tropique]

Il serait peut-être temps de corriger la valeur de l'inductance du primaire, tout le monde la trouve légère et msg #55 page 4 :

Dat44 dit "microonde 3-3.5 ampere à vide, 6 à 8 amperes en charge 220/50Hz"
Confirmer par Yvan msg #57. Tout le monde semble s'accorder sur la résistance du primaire 2 à 3 ohm (3 ohm = 100W à 6A)

Il faut distinguer trois inductances: l'inductance incrémentale (celle mesurée par un inductancemètre), l'inductance d'amplitude, et l'inductance d'amplitude au régime effectif. L'inductance magnétisante qu'il faut prendre en compte est normalement l'inductance d'amplitude (je ne suis pas sur de la traduction française). L’inductance incrémentale (ou petits signaux) est nettement plus faible à cause de l'hystérésis, et dans le cas d'un transfo µ-ondes, l'inductance d'amplitude effective est également plus faible à cause de la saturation. Pour des simus linéaires, il ne sert à rien de se baser sur l'inductance effective, parce que les courants magnétisants et les bilans d'énergie ne sont pas réalistes. La résistance cuivre est plutot dans la gamme de 1 à 2 ohm, en fonction de la puissance du four.
Des valeurs plus ou moins réalistes en première approximation ont été données ici:

Avec des valeurs à moitié réalistes, on arrive sans difficulté à reproduire à peu près ce qu'on voit en simu, tout me parait normal

Pièce jointe 227145

Pour faire mieux, il ne sert pas à grand chose de bricoler les valeurs du modèle, qui est fondamentalement limité: il faut tenir compte de la non-linéarité du noyau, qui est un élément déterminant dans la composition du courant magnétisant de ce type de transfo. C'est sensiblement plus compliqué que l'approximation linéaire, mais c'est tout à fait faisable dans LTspice, si je trouve le temps je donnerai des exemples

[Yvan_Delaserge]

En plus quand on regarde la polarité de la surtension, on voit qu'elle n'a pas la bonne polarité pour les diodes body des mosfets qui viennent de se couper et là on a de la m...de dans les yeux.

Oui mais y'en a qui aime ça chercher à savoir pourquoi et merci à toi aussi.

Hello Biname,
Les diodes body ont un courant max, une tension inverse max et un temps de réaction dans les mêmes eaux que le MOSFET dont elles font partie. Donc pas de problème: Si le MOSFET tient, la diode tiendra aussi!

Mais pour un montage à IGBT, on n'a pas de diode body. Il faudra ajouter des diodes et des diodes rapides 600 V 80 A, ça ne se trouve pas sous le pas d'un cheval!

Tropique m'avait écrit que des diodes rapides 1A seraient suffisantes, car l'impulsion qu'elles auront à traiter est extrêmement brève et de toutes façons après qu'un MOSFET coupe, son congénère se met en route 500 nS plus tard (c'est le temps mort introduit par les drivers IR 2109).

Il serait intéressant de voir ce que dit le simulateur concernant l'amplitude en intensité et la durée de l'impulsion inverse dans les diodes body.

Est-ce que tu arrives à interroger l'oracle Spice à ce sujet?

Merci d'avance.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Je crois bien que la trace oscillo 100Hz montre du flux walking avec saturation du noyau, il est trop mignon ton jeu.
La tension au secondaire qui chute avant la fin du créneau et en parallèle la tension au primaire qui chute légèrement indiquant un courant primaire plus important et comme cela ne se produit que pour une branche du pont, on a un magnifique exemple de flux walking ... on a une de ces chance ici . Berthe, ma Berthe où es-tu ? Elle n'est pas là .

Tu as raison, la saturation ne se produit que dans un seul sens. Et elle s'accompagne d'un grognement du noyau.
Ce que l'on ne voit pas sur l'oscillogramme, est qu'il s'agit d'un phénomène périodique, il y a un battement entre le 100 Hz de la ronflette dans la haute tension (qui apparaît surtout si le courant est important, c'est-à-dire à 100 Hz) et le 100 Hz approximatif de l'oscillateur du montage.

Il faudrait que je refasse une observation pour voir si la saturation apparaît toujours dans le sens que montre la photo, ou bien si elle survient tantôt dans un sens, tantôt dans l'autre. Si c'est le cas, on ne pourrait pas parler de flux walking.

Il me semble que ce phénomène devrait surtout apparaître si l'on a affaire à un noyau en ferrite, où la saturation apparaît de manière abrupte. Dans un transfo comme celui que nous utilisons, elle devrait être "soft". C'est-à-dire que la surintensité ne devrait pas apparaître ne manière soudaine, mais progressive, et qu'elle devrait être accompagnée d'un ronflement de plus en plus fort du noyau, témoignant de la saturation. Et non intermittent.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Il faut distinguer trois inductances: l'inductance incrémentale (celle mesurée par un inductancemètre), l'inductance d'amplitude, et l'inductance d'amplitude au régime effectif. L'inductance magnétisante qu'il faut prendre en compte est normalement l'inductance d'amplitude (je ne suis pas sur de la traduction française). L’inductance incrémentale (ou petits signaux) est nettement plus faible à cause de l'hystérésis, et dans le cas d'un transfo µ-ondes, l'inductance d'amplitude effective est également plus faible à cause de la saturation. Pour des simus linéaires, il ne sert à rien de se baser sur l'inductance effective, parce que les courants magnétisants et les bilans d'énergie ne sont pas réalistes. La résistance cuivre est plutot dans la gamme de 1 à 2 ohm, en fonction de la puissance du four.
Des valeurs plus ou moins réalistes en première approximation ont été données ici:

Pour faire mieux, il ne sert pas à grand chose de bricoler les valeurs du modèle, qui est fondamentalement limité: il faut tenir compte de la non-linéarité du noyau, qui est un élément déterminant dans la composition du courant magnétisant de ce type de transfo. C'est sensiblement plus compliqué que l'approximation linéaire, mais c'est tout à fait faisable dans LTspice, si je trouve le temps je donnerai des exemples

C'est intéressant, car tu nous montres les limites du raisonnement linéaire. Il faut s'en méfier, dans le cas des montages de puissance.
Distinguer entre l'inductance mesurée par un inductancemètre, l'inductance d'amplitude, et l'inductance d'amplitude au régime effectif, toutes les trois différentes, c'est extrêmement intéressant.
Et je suis impatient de voir comment tu arrives à simuler un comportement non linéaire du noyau du transfo avec LTspice. Il faudra creuser vraiment profond dans les entrailles (écrites en FORTRAN) du noyau du soft!

Amicalement,

Yvan

[Antoane]

Bonjour,
Les diodes de body on des caractéristiques très médiocre en terme de vitesse (trr), certain constructeurs rajoutent donc une diode externe en parallèle. Vérifier la datasheet pour être sûr. Même ainsi ce n'est pas toujours suffisant, aussi rajoute-t-on parfois une diode externe : de préférence un schottky pour :
- minimiser les pertes (Vf plus faible) ;
- assurer que le courant passera dans cette diode et non dans la diode interne au MOS (Vf plus faible).
La diode de body a une tension inverse max admissible supérieure à la tension d'avalanche du MOSFET, mais ça, on ne s'en rend jamais compte

Certains (beaucoup/tous ?) IGBT on une diode parallèle ajoutée par le constructeur, ex : http://www.ic-on-line.cn/view_online...d1_2375459.pdf. Qui, du coup, est rapide (25ns dans l'exemple).

Je ne vois pas pourquoi il faut des diodes rapides : même une 1n4007 a un temps de mise en conduction négligeable, et le temps de blocage importe peu puisque le mosfet prend le relais (assurant au passage l’évacuation des charges). Non ?

[Biname]

Il faut distinguer trois inductances: l'inductance incrémentale (celle mesurée par un inductancemètre), l'inductance d'amplitude, et l'inductance d'amplitude au régime effectif. L'inductance magnétisante qu'il faut prendre en compte est normalement l'inductance d'amplitude (je ne suis pas sur de la traduction française). L’inductance incrémentale (ou petits signaux) est nettement plus faible à cause de l'hystérésis, et dans le cas d'un transfo µ-ondes, l'inductance d'amplitude effective est également plus faible à cause de la saturation. Pour des simus linéaires, il ne sert à rien de se baser sur l'inductance effective, parce que les courants magnétisants et les bilans d'énergie ne sont pas réalistes. La résistance cuivre est plutot dans la gamme de 1 à 2 ohm, en fonction de la puissance du four.
Des valeurs plus ou moins réalistes en première approximation ont été données ici:

Pour faire mieux, il ne sert pas à grand chose de bricoler les valeurs du modèle, qui est fondamentalement limité: il faut tenir compte de la non-linéarité du noyau, qui est un élément déterminant dans la composition du courant magnétisant de ce type de transfo. C'est sensiblement plus compliqué que l'approximation linéaire, mais c'est tout à fait faisable dans LTspice, si je trouve le temps je donnerai des exemples

Qui bricole les valeurs du modèle ? Celui qui extraits les valeurs par essais et d'erreurs sur LTSpice de manière à 'coller' avec des traces d'oscilloscope, ou celui qui les calcule sur base de mesures faites par deux membres de ce groupe et selon un méthode universellement approuvée.

Secondaire ouvert sous 220V, 50Hz, on est en fonctionnement linéaire, sinon il faut vite renvoyer le transfo au fabricant.

[Tropique]

Je ne vois pas pourquoi il faut des diodes rapides : même une 1n4007 a un temps de mise en conduction négligeable, et le temps de blocage importe peu puisque le mosfet prend le relais (assurant au passage l’évacuation des charges). Non ?

C'est tout à fait exact

Qui bricole les valeurs du modèle ? Celui qui extraits les valeurs par essais et d'erreurs sur LTSpice de manière à 'coller' avec des traces d'oscilloscope, ou celui qui les calcule sur base de mesures faites par deux membres de ce groupe et selon un méthode universellement approuvée.

Je ne sais pas qui bricole: pour ma part, je rentre des valeurs numériques mesurées ou extraites statistiquement d'un grand nombre d'exemples réels dans un modèle de transfo simplifié, généralement considéré comme acceptable en BF et en approximation linéaire, et je vois que le résultat colle dans les grandes lignes avec ce qui est observé.

Secondaire ouvert sous 220V, 50Hz, on est en fonctionnement linéaire, sinon il faut vite renvoyer le transfo au fabricant.

Il faut probablement renvoyer tous les transfos de µondes au fabricant alors.

Voici un exemple de mesure (réelle) du courant primaire d'un transfo typique:



La sinusoide approximative est la tension du secteur pour référence, 100V/div, et l'autre forme d'onde est le courant primaire à vide, 2A/div.
On voit qu'on atteint facilement des pointes de 7A, et que les non-linéarités sévères commencent quasiment à la moitié de chaque demi-cycle.

Lorsque je dis que les non-linéarités sont une composante essentielle du courant magnétisant, ce ne sont pas vraiment des paroles en l'air...

[Biname]

Hello Biname,
Les diodes body ont un courant max, une tension inverse max et un temps de réaction dans les mêmes eaux que le MOSFET dont elles font partie. Donc pas de problème: Si le MOSFET tient, la diode tiendra aussi!

Mais pour un montage à IGBT, on n'a pas de diode body. Il faudra ajouter des diodes et des diodes rapides 600 V 80 A, ça ne se trouve pas sous le pas d'un cheval!

Tropique m'avait écrit que des diodes rapides 1A seraient suffisantes, car l'impulsion qu'elles auront à traiter est extrêmement brève et de toutes façons après qu'un MOSFET coupe, son congénère se met en route 500 nS plus tard (c'est le temps mort introduit par les drivers IR 2109).

Il serait intéressant de voir ce que dit le simulateur concernant l'amplitude en intensité et la durée de l'impulsion inverse dans les diodes body.

Est-ce que tu arrives à interroger l'oracle Spice à ce sujet?

Merci d'avance.

Amicalement,

Yvan

Ce sont les diodes body(1) de la branche du pont qui va se fermer (qui va conduire le courant) qui évacuent cette surtension et non les diodes de la branche du pont qui vient de s'ouvrir (qui vient de cesser de conduire le courant). Ce fut une de mes erreurs ... en ne voyant que les diodes du pont qui vient de s'ouvrir, il n'y avait pas de chemin pour cette surtension, il suffisait regarder l'autre branche du pont (la diode body du mosfet du bas conduit aussi). En résumé, pas celles que tu crois mais les autres

Tes questions sont si précises que tu sembles connaître les réponses (2) ? Secondaire ouvert, les diodes body des mosfet conduisent à temps égal avec leur mosfet aux pertes près. C'est la puissance non dissipée qui 'remonte' fabang le dit message #105

On voit tout ici mais il faut s'en donner la peine

DiodesBodyPontOpposeEvacueST.jpg

Il ne sera pas simple de tirer 1000A au secondaire ! Je n'y arrive qu'en faisant résonner soit le primaire avec 3.5µF 3000V !!! en série , soit 42000F 30V et 1000A au secondaire mais bon, faut pas désespérer. Même avec une simple résistance au secondaire, je n'y arrive pas ... c'est bon signe ???

4H330mHSec2SpiresLsec2uH_I(R0.001)924ARMS924mVRMS_42000uF25V.jpg

On se prépare une monstrueuse dépression post partum ici mais je nous sens solide

Merci

(1) les datasheet la nomment Drain to Source diode
(2) comme l'illustre Socrate

[Biname]

C'est tout à fait exact


Je ne sais pas qui bricole: pour ma part, je rentre des valeurs numériques mesurées ou extraites statistiquement d'un grand nombre d'exemples réels dans un modèle de transfo simplifié, généralement considéré comme acceptable en BF et en approximation linéaire, et je vois que le résultat colle dans les grandes lignes avec ce qui est observé.


Il faut probablement renvoyer tous les transfos de µondes au fabricant alors.

Voici un exemple de mesure (réelle) du courant primaire d'un transfo typique:

Pièce jointe 227705

La sinusoide approximative est la tension du secteur pour référence, 100V/div, et l'autre forme d'onde est le courant primaire à vide, 2A/div.
On voit qu'on atteint facilement des pointes de 7A, et que les non-linéarités sévères commencent quasiment à la moitié de chaque demi-cycle.

Lorsque je dis que les non-linéarités sont une composante essentielle du courant magnétisant, ce ne sont pas vraiment des paroles en l'air...

C'est certainement une excellente occasion mais ça ne vaut pas du neuf, il a dû souffrir celui-là !

[Tropique]

C'est certainement une excellente occasion mais ça ne vaut pas du neuf, il a dû souffrir celui-là !

Les transfos ne sont pas typiquement des composants qui s'usent en fonctionnement (tant qu'on ne les fait pas surchauffer), et cet exemple est tout à fait représentatif de ce genre de matériel, neuf ou usagé. Il peut y avoir des (faibles) variations d'un modèle à l'autre, mais à part les designs basés sur des SMPS c'est devenu un "industry standard", pour le meilleur et (surtout) pour le pire.

Il faut noter deux choses: le transfo mesuré a gardé son shunt magnétique, contrairement à un transfo "pur". Cela a pour effet d'augmenter légèrement son Ae, et les formes d'ondes seraient pires pour un transfo pur et vrai basé sur le même circuit magnétique.

D'autre part, en fonctionnement la saturation sera moins sévère, parce que la charge va soulager un peu le circuit magnétique en entravant une petite partie du flux grâce au secondaire.

Combinés à une bonne ventilation forcée, ces effets permettent (tout juste) d'assurer la survivabilité du produit au moins le temps de la garantie

[Yvan_Delaserge]

Bonjour,
Les diodes de body on des caractéristiques très médiocre en terme de vitesse (trr), certain constructeurs rajoutent donc une diode externe en parallèle. Vérifier la datasheet pour être sûr. Même ainsi ce n'est pas toujours suffisant, aussi rajoute-t-on parfois une diode externe : de préférence un schottky pour :
- minimiser les pertes (Vf plus faible) ;
- assurer que le courant passera dans cette diode et non dans la diode interne au MOS (Vf plus faible).
La diode de body a une tension inverse max admissible supérieure à la tension d'avalanche du MOSFET, mais ça, on ne s'en rend jamais compte
Je ne vois pas pourquoi il faut des diodes rapides : même une 1n4007 a un temps de mise en conduction négligeable, et le temps de blocage importe peu puisque le mosfet prend le relais (assurant au passage l’évacuation des charges). Non ?

Salut Antoane,

Mais si une 1N4007 suffirait pour ce qui est de la vitesse, pourquoi utiliser des Schottky? La diode body ne peut pas être plus mauvaise qu'une 1N4007, non?
OK, une Schottky a un seuil de conduction plus bas, donc elle chauffera moins, mais de toutes façons, la surtension inverse ne convoie pas énormément d'énergie, non?. (A moins d'avoir une inductance de fuite très élevée).

De plus, je ne sais pas si ça se trouve des Schottky 600V.

Certains (beaucoup/tous ?) IGBT on une diode parallèle ajoutée par le constructeur, ex : http://www.ic-on-line.cn/view_online...d1_2375459.pdf. Qui, du coup, est rapide (25ns dans l'exemple).

J'ai des FGA 25N120, qui ont effectivement des diodes inverses.
Et des SGH 80N60, qui n'en ont pas.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Voici un exemple de mesure (réelle) du courant primaire d'un transfo typique:

Pièce jointe 227705

La sinusoide approximative est la tension du secteur pour référence, 100V/div, et l'autre forme d'onde est le courant primaire à vide, 2A/div.
On voit qu'on atteint facilement des pointes de 7A, et que les non-linéarités sévères commencent quasiment à la moitié de chaque demi-cycle.

C'est incroyable.
1) Le courant décolle en flèche lors du dernier quart de l'alternance, alors même que la tension est en train de redescendre à toute vitesse. On n'ose penser à ce qui se passerait si on envoyait du créneau dans le primaire au lieu d'une sinusoïde.
2) Le courant redescend quasiment instantanément à zéro lorsque la tension arrive à zéro.
3) c'est à zéro que les deux courbes se croisent. Il n'y a pas de déphasage!

Je me serais attendu à une sinusoïde déformée pour le courant et surtout à un déphasage. Particulièrement si on travaille à vide.

Je me rends compte que je n'ai jamais observé la forme d'onde du courant au primaire d'un transfo de four lors du fonctionnement à vide. Je vais le faire à la prochaine occasion.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

? Secondaire ouvert, les diodes body des mosfet conduisent à temps égal avec leur mosfet aux pertes près. C'est la puissance non dissipée qui 'remonte' fabang le dit message #105
On voit tout ici mais il faut s'en donner la peine
Pièce jointe 227707

Je ne suis pas sûr de bien comprendre.
Tant que la tension au niveau du noeud contenant la source du MOSFET du haut et le drain du MOSFET du bas est comprise entre 0 et + Vcc, aucune des deux diodes body ne conduit.
En cas de surtension de commutation dépassant +Vcc, la diode du haut la conduit vers le + de l'alim.
Et en cas de surtension négative inférieure à 0V, la diode du bas la conduit à la masse.
Et tout cela ne peut survenir que lors des temps morts. En dehors, C'est un des deux MOSFETS qui prend le contrôle.

La question, c'est de savoir le courant que supportent les diodes body lors des temps morts.

Il ne sera pas simple de tirer 1000A au secondaire ! Je n'y arrive qu'en faisant résonner soit le primaire avec 3.5µF 3000V !!! en série , soit 42000F 30V et 1000A au secondaire mais bon, faut pas désespérer. Même avec une simple résistance au secondaire, je n'y arrive pas ... c'est bon signe ???

Pièce jointe 227714

Je compte scinder en 2 le primaire et connecter les deux moitiés en parallèle.

As-tu essayé en divisant par deux l'inductance du primaire?
D'une part, on double la tension au secondaire.
Et d'autre part, l'impédance du secondaire vue depuis le primaire devrait être divisée par 4.
En tout, ça devrait multiplier par 8 le courant au 2re.

On devait avoir dans les 280A lors du dernier essai (1,29 A au primaire)

280 x 8= 2240 Ampères. Que l'on devrait arriver à limiter à 1000 en choisissant soigneusement la fréquence de hachage.


Amicalement,

Yvan

[Biname]

Je ne suis pas sûr de bien comprendre.
Tant que la tension au niveau du noeud contenant la source du MOSFET du haut et le drain du MOSFET du bas est comprise entre 0 et + Vcc, aucune des deux diodes body ne conduit.
En cas de surtension de commutation dépassant +Vcc, la diode du haut la conduit vers le + de l'alim.
Et en cas de surtension négative inférieure à 0V, la diode du bas la conduit à la masse.
Et tout cela ne peut survenir que lors des temps morts. En dehors, C'est un des deux MOSFETS qui prend le contrôle.

Pour moi un mosfet ou un transistor ne conduit le courant que dans un sens et bien apparemment c'est archi faux. Et c'est sur ce point que tu t'amuses
??? Selon une simulation LTSpice, un mosfet sans diode body polarisé en inverse, drain-source, conduit toujours quelle que soit la tension de grille ??? Itou pour un transistor ???

Sur le modèle du Hacheur soudeur, LTSpice ne mesure une tension 'inverse' conséquente (~0.7V) aux bornes du mosfet que pendant le temps mort ... ça confirme que le mosfet prend le realais même lorsue I est négatif.

La question, c'est de savoir le courant que supportent les diodes body lors des temps morts.

Je compte scinder en 2 le primaire et connecter les deux moitiés en parallèle.

As-tu essayé en divisant par deux l'inductance du primaire?
D'une part, on double la tension au secondaire.
Et d'autre part, l'impédance du secondaire vue depuis le primaire devrait être divisée par 4.
En tout, ça devrait multiplier par 8 le courant au 2re.

On devait avoir dans les 280A lors du dernier essai (1,29 A au primaire)

Dans quelles conditions as tu mesuré ça ?

280 x 8= 2240 Ampères. Que l'on devrait arriver à limiter à 1000 en choisissant soigneusement la fréquence de hachage.

A mon tour de m'amuser ! Super ! 2240 ampères, tu vas souder des briques avec ça.

Amicalement,

Yvan

[Antoane]

Pour moi un mosfet ou un transistor ne conduit le courant que dans un sens et bien apparemment c'est archi faux. Et c'est sur ce point que tu t'amuses
Selon une simulation LTSpice, un mosfet sans diode body polarisé en inverse, drain-source, conduit toujours quelle que soit la tension de grille ??? Itou pour un transistor ???

Un MOSFET peut fonctionner dans les deux sens. C'est un vrai interrupteur analogique, à ceci prêt qu'une diode est placée entre source et drain.
Un transistor fonctionne aussi en inversant collecteur et émetteur, mais très mal, avec un gain bien plus faible que dans le bon sens. Souvent même inférieur à l'unité.

On ne trouve pas de MOSFET en boitier à 3 pattes sans diode de body car la source est reliée au substrat. C'est différent dans un circuit intégré, puisque dans ce cas, le substrat est relié au point le plus négatif de la puce alors que la source peut être à un potentiel supérieur. Mais à vrai dire, ca revient au même.

Sur le modèle du Hacheur soudeur, LTSpice ne mesure une tension 'inverse' conséquente (~0.7V) aux bornes du mosfet que pendant le temps mort

un Vf de diode.

ça confirme que le mosfet prend le realais même lorsue I est négatif.

Lorsque le mosfet prend le relais, il inverse le sens du courant.

Mais si une 1N4007 suffirait pour ce qui est de la vitesse, pourquoi utiliser des Schottky? La diode body ne peut pas être plus mauvaise qu'une 1N4007, non?
OK, une Schottky a un seuil de conduction plus bas, donc elle chauffera moins, mais de toutes façons, la surtension inverse ne convoie pas énormément d'énergie, non?. (A moins d'avoir une inductance de fuite très élevée).

Effectivement, ici, la diode externe n'a pas l'air utile, je parlais en général, sans réfléchir
Un principal intéret des schottky, c'est d'assurer que le courant passera dans la diode externe et non dans la diode interne au MOS (Vf plus faible). Mais encore une fois, ici... Ca a pas grandi intéret. http://www.onsemi.com/PowerSolutions....do?id=RD0106T Bon, c'est pas des diodes présentant des Vf de 300mV...

[Biname]

Un MOSFET peut fonctionner dans les deux sens. C'est un vrai interrupteur analogique, à ceci prêt qu'une diode est placée entre source et drain.
Un transistor fonctionne aussi en inversant collecteur et émetteur, mais très mal, avec un gain bien plus faible que dans le bon sens. Souvent même inférieur à l'unité.

On ne trouve pas de MOSFET en boitier à 3 pattes sans diode de body car la source est reliée au substrat. C'est différent dans un circuit intégré, puisque dans ce cas, le substrat est relié au point le plus négatif de la puce alors que la source peut être à un potentiel supérieur. Mais à vrai dire, ca revient au même.

Merci de confirmer.

un Vf de diode.

Oui, là j'avais compris, pas 100% nulle

Lorsque le mosfet prend le relais, il inverse le sens du courant.

Et avec mille pincettes, chat échaudé ... , je dis c'est faux et LTSpice confirme. Pourquoi ? Le flux doit tomber à zéro avant de s'inverser et il va baisser avec un dphi/dt suffisant pour que fcem > fem ou l'inverse je ne sais plus.

Voir la courbe en rouge sur , il s'agit du courant 'descendant' et 'rementant' du pont (comme on parle !), il remonte bien au delà du dead time
http://forums.futura-sciences.com/at...diodesbody.jpg

Effectivement, ici, la diode externe n'a pas l'air utile, je parlais en général, sans réfléchir
Un principal intéret des schottky, c'est d'assurer que le courant passera dans la diode externe et non dans la diode interne au MOS (Vf plus faible). Mais encore une fois, ici... Ca a pas grandi intéret. http://www.onsemi.com/PowerSolutions....do?id=RD0106T Bon, c'est pas des diodes présentant des Vf de 300mV...

[Yvan_Delaserge]

Je compte scinder en 2 le primaire et connecter les deux moitiés en parallèle.

As-tu essayé en divisant par deux l'inductance du primaire?
D'une part, on double la tension au secondaire.
Et d'autre part, l'impédance du secondaire vue depuis le primaire devrait être divisée par 4.
En tout, ça devrait multiplier par 8 le courant au 2re.

On devait avoir dans les 280A lors du dernier essai (1,29 A au primaire)



Dans quelles conditions as tu mesuré ça ?

C'est ce que j'avais décrit dans le message # 212
avec en guise de secondaire, une boucle de câble de démarrage. Section 10 mm carrés. Longueur 127 cm.
J'ai mesuré le courant d'alim à 100, 200, 400 et 800 Hz. La tension d'alim est de 300 V.

A 100 Hz, le courant d'alim était de 1,29 A. Le rapport de transformation étant de 220 environ, on devait avoir dans les 280 A dans le secondaire. Le câble chauffait pas mal!

En pratique, dans le hacheur, les MOSFET conduisent toujours dans le sens habituel. La simulation le montre et c'est confirmé par les mesures. Mais que se passe-t-il lors des temps morts, lorsqu'aucun des deux MOSFET ne conduit?
Que font les body diodes à ce moment-là? Pendant les temps morts. On n'a pas accès aux body diodes pour effectuer des mesures. Seule la simulation peut nous éclairer. Ma question, c'est quel courant (inverse forcément) parcourt-il ces diodes?
Un moyen de le savoir serait de remplacer les MOSFET par des interrupteurs commandés par une tension. Si je me rappelle bien, je crois que de tels composants existent dans LTSpice. Et de connecter des diodes en inverse. Mesurer le courant dans ces diodes serait alors un jeu d'enfant.


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Voir la courbe en rouge sur , il s'agit du courant 'descendant' et 'rementant' du pont (comme on parle !), il remonte bien au delà du dead time
http://forums.futura-sciences.com/at...diodesbody.jpg

Le courant dans D11 est la courbe bleue du bas. Elle atteint des pics de 3 A environ, mais ce que je ne comprends pas est que le pic est bien plus large que le temps mort.
Or, les diodes body ne peuvent conduire que si la tension à *leur" borne du primaire est supérieure à +Vcc ou inférieure à 0. Lorsqu'un des MOSFET conduit, elle est soit à 0, soit à + Vcc. C'est ce que montrent les oscillogrammes.

C'est ce qui me porte à penser que les diodes body ne sauraient conduire que lors des temps morts.

Amicalement.

Yvan

[Antoane]

Au temps pour moi, effectivement, tant qu'on n'a pas dissipé toute l'énergie contenue dans l'inductance de fuite, le courant continue à circuler dans le sens source vers drain. Tout d'abord au travers de la diode de body puis au travers du MOSFET en lui-même si il passe à l'état passant avant que le courant dans la charge ai pu s'annuler.
Donc, selon la qualité du transfo (i.e. la valeur de son inductance de fuite), la durée des dead-time et la valeur du courant dans la charge à la commutation, il peut y avoir un temps pendant lequel le courant passe dans

C'est ce qui me porte à penser que les diodes body ne sauraient conduire que lors des temps morts.

Oui, puisqu'après, s'il reste de l'énergie, le transo prend le relais. à un détail près :

Fun fact : si l'inductance de fuite a réussi à dissiper toute son énergie avant la fin du temps mort, il devrait y avoir une petite durée où il ne se passe rien : toutes les diodes sont à nouveau bloquées et les transistors pas encore saturés. Mais en raison du trr des diodes de body, le courant va pouvoir s'établir dans la bonne branche avant que les transo de découpage ne commencent à saturer. Parce qu'une diode met un certain temps pour passer de l'état passant à bloqué et pendant ce temps, le courant passe dans le sens inverse.

Nota : mieux vaut ne pas utiliser les modèles standards de LTSpice pour les simu : LTSPICE est à l'origine conçu pour concevoir des circuits-intégrés, ce sont donc ces modèles de composants qui sont proposés par défaut. Compare en simu la réponse d'une grosse diode 20A et d'un diode standard... Tu verras la différence

[Biname]

Le courant dans D11 est la courbe bleue du bas. Elle atteint des pics de 3 A environ, mais ce que je ne comprends pas est que le pic est bien plus large que le temps mort.
Or, les diodes body ne peuvent conduire que si la tension à *leur" borne du primaire est supérieure à +Vcc ou inférieure à 0. Lorsqu'un des MOSFET conduit, elle est soit à 0, soit à + Vcc. C'est ce que montrent les oscillogrammes.

C'est ce qui me porte à penser que les diodes body ne sauraient conduire que lors des temps morts.

Oui, les diodes body des mosfet ne conduisent que pendant les temps morts(1). Une fois le mosfet fermé/conducteur, c'est lui qui va permettre au courant de 'remonter' vers l'alimentation car la tension à ses bornes sera plus faible que la tension de seuil de la diode body (il est probable que si le courant dans le mosfet est assez fort la tension aux bornes du mosfet sera suffisante pour permettre à la diode body de conduire aussi et simultanément une partie du courant).

On peut voir ce temps de conduction sur LTSpice en demandant un diagramme de la tension aux bornes du mosfet mais il faut zoomer pour extraire les 0.7V des 300/0V. Et on voit alors très bien, 07V pendant le temps mort et lorsque le mosfet se met à conduire cette tension tombe verticalement à beaucoup moins dépendant du courant et de R_on du mosfet.

L'intérêt de mes 8 diodes est de permettre de scinder et voir les courants montant et descendant, ce sont des diodes de mesure inutiles pratiquement. Tout le courant qui remonte passe par D11, c'est le seul chemin, le courant y est donc différent de celui de la diode body.

Conclusion : allonger le temps mort charge juste la diode body un petit peu plus, le mosfet n'est pas en l'air pendant le temps mort sa diode body conduit ... une fois sur deux, l'autre pont fait la moitié du boulot.

Je commence à vraiment bien connaître le sujet , hier j'ai fait de gros progrès en flux, courant, surtensions et régime transitoire, je crois que je ne dirai plus de bêtises à ce sujet. LTSpice, les éléments finis et nos pc calculateurs font des merveilles, on ne se rend pas compte !

Voici ce que montre LTSpice le courant s'inverse vers 55.35ms :
Pièce jointe 227813


[/QUOTE]
Amicalement.

Yvan[/QUOTE]

Mosfet ouvert, le courant continue de 'remonter' car le générateur que constitue l'inductance et son flux doit se 'décharger' le flux doit s'annuler avant de s'inverser.
Je vous joins un LTSpice qui va vous aider à méditer sur le flux, le courant et les surtensions ... faites varier R1.

[Biname]

Au temps pour moi, effectivement, tant qu'on n'a pas dissipé toute l'énergie contenue dans l'inductance de fuite,

Ce n'est pas l'énergie de l'inductance de fuite mais l'énergie de l'inductance magnétisante (1) - un gros paquet d'énergie - et elle ne doit pas se dissiper mais retourner dans les condensateurs de lissage de l'alimentation avec quelques pertes minimes. Aux pertes près, l'énergie qui descend = l'énergie utilisée dans la charge au secondaire + l'énergie qui remonte.

(1) ??? plus l'inductance de fuite ... faudrait voir le schéma équivalent du transfo ??? marginale de toute façon.

Ce qui suit est à revoir en fonction de ce qui précède.

le courant continue à circuler dans le sens source vers drain. Tout d'abord au travers de la diode de body puis au travers du MOSFET en lui-même si il passe à l'état passant avant que le courant dans la charge ai pu s'annuler.
Donc, selon la qualité du transfo (i.e. la valeur de son inductance de fuite), la durée des dead-time et la valeur du courant dans la charge à la commutation, il peut y avoir un temps pendant lequel le courant passe dans


Oui, puisqu'après, s'il reste de l'énergie, le transo prend le relais. à un détail près :

Fun fact : si l'inductance de fuite a réussi à dissiper toute son énergie avant la fin du temps mort, il devrait y avoir une petite durée où il ne se passe rien : toutes les diodes sont à nouveau bloquées et les transistors pas encore saturés. Mais en raison du trr des diodes de body, le courant va pouvoir s'établir dans la bonne branche avant que les transo de découpage ne commencent à saturer. Parce qu'une diode met un certain temps pour passer de l'état passant à bloqué et pendant ce temps, le courant passe dans le sens inverse.

Nota : mieux vaut ne pas utiliser les modèles standards de LTSpice pour les simu : LTSPICE est à l'origine conçu pour concevoir des circuits-intégrés, ce sont donc ces modèles de composants qui sont proposés par défaut. Compare en simu la réponse d'une grosse diode 20A et d'un diode standard... Tu verras la différence

LTSpice est plus fort que nous, si tu cherches à le piéger tu y arriveras mais il te faudra du temps.

[Antoane]

Ce n'est pas l'énergie de l'inductance de fuite mais l'énergie de l'inductance magnétisante[...]

http://forums.futura-sciences.com/at...seevacuest.jpg
Que se passe-t-il si tu fixes L=0 (la 2µH) et K L1 L2 1, c'est à dire si tu annules l'inductance de fuite ?

LTSpice est plus fort que nous, si tu cherches à le piéger tu y arriveras mais il te faudra du temps.

LTSpice est fort, certes, mais il ne répond gentiment qu'à celui qui sait lui parler.
Autant il est parfois évident que le logiciel se paye ta tête (cf PJ -- désolé, le schéma est moche mais j'étais jeune) autant c'est parfois plus subtile.
Une simulation, ca montre ce que tu lui demandes de te montrer, ca laissera souvent de côté le reste.

[Biname]

C'est ce que j'avais décrit dans le message # 212
avec en guise de secondaire, une boucle de câble de démarrage. Section 10 mm carrés. Longueur 127 cm.
J'ai mesuré le courant d'alim à 100, 200, 400 et 800 Hz. La tension d'alim est de 300 V.

A 100 Hz, le courant d'alim était de 1,29 A. Le rapport de transformation étant de 220 environ, on devait avoir dans les 280 A dans le secondaire. Le câble chauffait pas mal!

Le courant issu de l'alimentation est alternatif triangulaire et asymétrique, un multimètre doit s'y emmêler les pinceaux ? Il serait préférable d'évaluer sur une trace d'oscilloscope ? Itou pour le courant dans R au secondaire.

En pratique, dans le hacheur, les MOSFET conduisent toujours dans le sens habituel. La simulation le montre et c'est confirmé par les mesures. Mais que se passe-t-il lors des temps morts, lorsqu'aucun des deux MOSFET ne conduit?
Que font les body diodes à ce moment-là? Pendant les temps morts. On n'a pas accès aux body diodes pour effectuer des mesures. Seule la simulation peut nous éclairer. Ma question, c'est quel courant (inverse forcément) parcourt-il ces diodes?
Un moyen de le savoir serait de remplacer les MOSFET par des interrupteurs commandés par une tension. Si je me rappelle bien, je crois que de tels composants existent dans LTSpice. Et de connecter des diodes en inverse. Mesurer le courant dans ces diodes serait alors un jeu d'enfant.

Amicalement,

Yvan