Conduction des diodes body : le jpg précédent a été rejeté, j'ai peut-être laissé passé un .asc résonnant ??? Auquel cas merci.
En hachant à 300V, il n'est pas très facile de voir les 0.7 volt de la diode body, voici un hachage à 20 volts, c'est visible sans artifices.
LTSpice avec les valeurs msg #212 et projection double primaire :
Secondaire une spire chargé par un fil 10mm² longueur 1.27m
http://joanny.berne.free.fr/calcul_r...sisitivite.htm
donne résistance du fil = 0.00216 ohms (diam 3.58mm)
Inductance du fil de 1.27m diam 3.58mm
http://users.telenet.be/h-consult/Tx...raadInduct.htm
donne inductance = 1.65µH (mais on ignore la boucle de soudage)
Si on considère que le transfo fait 4H 220 spires au primaire et 330µH au secondaire pour 2 spires ((220/2)² = 12100 fois moins),
pour une spire au secondaire on devrait avoir 4 fois moins que 330µH donc ~80µH
entrons cela dans le modèle :
Soudeur_100Hz_4H_1spireSec127cm10mm2.jpg
On trouve 283A RMS et 0.624V RMS sur R au secondaire et 1.43A RMS sur Rsh1 à la sortie de l'alim avec des crête à 2A.
Puissance ~180W
C'est bon !
Scinder le primaire en deux et connecter les deux enroulements en // revient à divier l'inductance primaire par 8,
soit 4H/8 = 0.5H, au secondaire rien ne change
modifions le modèle :
Soudeur_100Hz_PrimDouble_500mH_1spireSec127cm10mm2.jpg
On trouve 720A RMS et 1.58V RMS sur R au secondaire et 9.9A RMS sur Rsh1 avec des crêtes à 15A ??? saturation ???
Puissance ~1150W
C'est très bon !
Si on considère que la boucle de soudage fait 60cm sur 5cm de haut, on à selon
http://fr.wikipedia.org/wiki/Bobine_...ricit%C3%A9%29
L = u0*N²* S/l = 4 * PI * 10-7 * 1 * (0.6 * 0.05)/0.004 = 9.4 µH
Ceci ramène le courant dans R à 414A RMS et la tension aux bornes de R à 907mV, I_Rsh1 6A RMS et 15 Ampères crête.
C'est moins bon et montre l'importance de Lcharge au secondaire.
Soudeur_100Hz_PrimDouble_500mH_1spireSec127cm10mm2Lsec9.4uH.jpg
Voilà ! un Zip contenant le .ASC et ses fichiers PWL, dézipper tout dans un répertoire
Avec ce courant d'alim, il y a un peu de ronflette aux bornes du condensateur de filtrage, mais elle est de moins de 50 V.Envoyé par Biname
Tu haches à quelle fréquence?
Amicalement.Oui, les diodes body des mosfet ne conduisent que pendant les temps morts(1). Une fois le mosfet fermé/conducteur, c'est lui qui va permettre au courant de 'remonter' vers l'alimentation car la tension à ses bornes sera plus faible que la tension de seuil de la diode body (il est probable que si le courant dans le mosfet est assez fort la tension aux bornes du mosfet sera suffisante pour permettre à la diode body de conduire aussi et simultanément une partie du courant).
On peut voir ce temps de conduction sur LTSpice en demandant un diagramme de la tension aux bornes du mosfet mais il faut zoomer pour extraire les 0.7V des 300/0V. Et on voit alors très bien, 07V pendant le temps mort et lorsque le mosfet se met à conduire cette tension tombe verticalement à beaucoup moins dépendant du courant et de R_on du mosfet.
L'intérêt de mes 8 diodes est de permettre de scinder et voir les courants montant et descendant, ce sont des diodes de mesure inutiles pratiquement. Tout le courant qui remonte passe par D11, c'est le seul chemin, le courant y est donc différent de celui de la diode body.
Conclusion : allonger le temps mort charge juste la diode body un petit peu plus, le mosfet n'est pas en l'air pendant le temps mort sa diode body conduit ... une fois sur deux, l'autre pont fait la moitié du boulot.
Je commence à vraiment bien connaître le sujet, hier j'ai fait de gros progrès en flux, courant, surtensions et régime transitoire, je crois que je ne dirai plus de bêtises à ce sujet. LTSpice, les éléments finis et nos pc calculateurs font des merveilles, on ne se rend pas compte !
Voici ce que montre LTSpice le courant s'inverse vers 55.35ms :
Pièce jointe 227813
Yvan[/QUOTE]
Mosfet ouvert, le courant continue de 'remonter' car le générateur que constitue l'inductance et son flux doit se 'décharger' le flux doit s'annuler avant de s'inverser.
Je vous joins un LTSpice qui va vous aider à méditer sur le flux, le courant et les surtensions ... faites varier R1.[/QUOTE]
Je n'arrive pas à voir la pièce jointe 227813 malheureusement.
Est-ce que tu peux me dire simplement la valeur maximale calculée par la simu, atteinte par le courant traversant la diode body lors des temps morts? C'est surtout ça qui m'intéresse, pour savoir ce que je dois prévoir comme diode inverse pour mes IGBT qui n'en sont pas pourvus.
Amicalement,
Yvan
Sauf erreur, c'est le courant qui circulait dans le primaire au moment du blocage des transistors de découpage (par continuité de l'énergie stockée).
Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.
De mon côté, j'ai procédé à une nouvelle série de mesures qui avait pour objectif d'anticiper ce qui va se passer en scindant le primaire en deux en en alimentant les deux moitiés en parallèle.
On s'attend, en passant d'un rapport de transformation de 220 à un rapport de 110, à un doublement de tension au secondaire, naturellement, mais aussi à une diminution de la réactance du secondaire, vue depuis de hacheur.
Rappelons que l'impédance inductive du secondaire est faible, mais vue depuis le primaire, il faut la multiplier par le carré du rapport de transformation, c'est-à-dire 220 x 220 = 48400, ce qui est loin d'être négligeable.
Si le rapport de transformation passe à 110, il faudra multiplier l'impédance par 12100, c'est-à-dire 4 fois moins.
Si l'impédance est 4 fois plus faible, le courant sera 4 fois plus fort.
Récapitulons: En scindant le primaire en deux, la tension au secondaire va être doublée et le courant va être quadruplé. La puissance sera donc multipliée par 8.
Après la théorie, voyons la pratique:
Le secondaire est toujours constitué d'une boucle de câble de pontage de batterie d'une longueur de 1m27
Pour varier le rapport de transformation, j'ai bobiné 17 spires à travers les fenêtres du noyau et je les ai branchées en série avec le primaire, dans un sens ou dans l'autre, ce qui donnait des rapports de transformation de:
237 (220 + 17)
220 (pas d'enroulement supplémentaire)
203 (220 - 17)
J'obtiens ceci:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378656166
Comme prévu, ça débite davantage en enlevant des spires, mais est-ce qu l'augmentation est celle que l'on attendait?
Si on examine les mêmes données, mais arrangées autrement:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378656201
On voit que quelle que soit la fréquence, les courants obtenus en diminuant le rapport de transformation augmentent linéairement. Ce n'est pas du tout ce que l'on attendait. On s'attendait à une augmentation exponentielle.
Si l'on extrapole linéairement ces courbes, on arrive à ceci:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378656238
Ce qui signifie qu'on ne double même pas le courant d'alim en divisant le rapport de transformation par 2.
Bizarre autant qu'étrange...
Qui aurait une explication?
Amicalement,
Yvan
ça paraît logique.Sauf erreur, c'est le courant qui circulait dans le primaire au moment du blocage des transistors de découpage (par continuité de l'énergie stockée).
Je vise 8A (car 8A x 300 V = 2400 W)
Mais comme la diode ne conduit que pendant les 500 ns du temps mort, on peut se baser sur la Peak Forward surge current. Pour les HER 308 que j'ai, on a 3 A pour Maximum Average Forward Rectified Current, mais 150 A , pendant 8,3 ms pour la Peak Forward surge current.
Conclusion: Les HER 308 devraient donc faire l'affaire!
Merci les gars!
Amicalement,
Yvan
Oui à tous les deux mais avec un bémol : en cas de courant fort 'remontant', la tension aux bornes du mosfet (I * R_ds_on) peut excéder le seuil de la diode qui va donc conduire une partie du courant même après le dead time mais 3A avg et 150 peak suffiront au pire selon la simulation on a 15A peak.ça paraît logique.
Je vise 8A (car 8A x 300 V = 2400 W)
Mais comme la diode ne conduit que pendant les 500 ns du temps mort, on peut se baser sur la Peak Forward surge current. Pour les HER 308 que j'ai, on a 3 A pour Maximum Average Forward Rectified Current, mais 150 A , pendant 8,3 ms pour la Peak Forward surge current.
Conclusion: Les HER 308 devraient donc faire l'affaire!
Merci les gars!
Amicalement,
Yvan
A 100 Hz pour vous plaire cher Yvan. La fréquence '100Hz' apparaît 5 fois sur chaque image ! Mais c'est vrai, là on est saoulé.
Je crois qu'en répartissant L4 de manière à tenir compte de la nouvelle configuration dans ce modèle: http://forums.futura-sciences.com/el...ml#post4587711 il n'y a rien de particulièrement bizarre
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Hello Tropique.
Dans ton modèle, L4 est l'inductance de fuite. Tu veux dire qu'elle va être modifiée en remaniant le primaire?
Amicalement,
Yvan
Oui c'est l'inductance de fuite agrégée primaire. Elle pourrait être transférée au secondaire, pour que les modifications faites au primaire n'aient plus d'effet, et elle devrait probablement être corrigée (augmentée), parce qu'elle correspond à un transfo générique de caractéristiques moyennes ayant primaire et secondaire côte à côte, mais un transfo de µondes a une construction beaucoup plus aérée que les transfos habituels, et l'inductance de fuite résultante est certainement beaucoup plus forte.
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Encore une fois Tropique nous fait gentiment la leçon ! Oui, l'inductance de fuite est cruciale lorsqu'il s'agit du transfert d'énergie au secondaire car l'inductance de fuite du secondaire apparaît en série avec la charge. Ces inductances de fuite se matérialisent dans le coefficient de couplage 'm' des transfos LTSpice ; en passant 'm' de 0.98 à 0.99 sur le modèle final du hacheur 100Hz, Prim(0.5H, 1.5ohms) sec(80µH, 1.65µH, 0.0022ohms) la puissance sur la charge passe de 1.12 kW à 1.4kW.
En présumant que LTSpice utilise le coefficient de couplage 'm' pour calculer les inductances de fuite primaire et secondaire, pour m = 0, 99, Lfp = 5mH et Lsp = 0.8µH ; pour m=0.98, ces valeurs sont doublées.
Message #242 le fichier zip n'est pas passé, il s'agissait du fichier LTSpice 100Hz, 2 Primaire/2 en //, sec 1.27m 10mm². Comme personne ne les réclame, je les ajoute donc ici : le fichier .Asc.Txt , et les deux .Txt des fichiers PWL.
Connaître le courant au primaire, en fonctionnement normal du transfo dans un four microonde, permettrait d'évaluer les risques de saturation du noyau.
Une façon de procéder est de faire fonctionner le transfo connu (prim = 4H) à 50 Hz et en modifiant la valeur des composants de manière à obtenir 2000V et 800W au secondaire. Le résultat dépend fortement du coefficient de couplage (donc des inductances de fuite). Le modèle utilisé est joint.
Pour tous 315V 50Hz sinus Prim 4H
m = 0.99, Sec 360H, Rsec = 2.2K >> Vsec = 2000V et P_Rsec = 835W Icrete Prim = 8A Irms Prim = 6A (m=0.98 >> 1200V, 344W, 5A et 3.8A)
On capitule pour trouver des valeurs donnant 800W et 2000V sur R avec m = 0.98 ...
Ce test ???? semble indiquer que le coefficient de couplage du tansfo dans le microonde est supérieur à 0.99 et que le courant primaire maximum est de 8A crête et 6A RMS (proche de ce qui a été dit msg #55).
Primaire scindé en deux on à 15A crête et 10A RMS ... c'est peut-être beaucoup.
Il faudrait calculer/trouver la puissance maxi sur R dans un circuit LR ... demain
???? Je pense??? de plus en plus qu'on peut atteindre la puissance voulueen faisant simplement varier la fréquence de hachage ???? ... pourquoi pas 20 Hz s'il n y a pas de saturation ? à suivre.
LTSpice du circuit test 50Hz
Dernière modification par Biname ; 09/09/2013 à 18h41.
Les fréquences de hachages sont beaucoup trop élevées !
A des fréquences bien plus basses que celles utilisées jusqu'à présent, le courant primaire croit de manière linéaire et la tension et le courant sur Rsec sont stables durant la quasi totalité du créneau. L'inductance au primaire détermine une puissance maximum.
Mon message précédent indique qu'un coefficient de couplage de 0.99 est réaliste.
Pour le transfo primaire complet et une spire au secondaire 127cm et 10mm², la fréquence idéale est de l'ordre de
3.3 Hz primaire 4H
impulsion de 150 ms
Dans ces conditions on a
Imax primaire = 8A ou 4.4A RMS
I(R)sec max = 500A ou 445A RMS
V(R) max =1.1V ou 0.979V RMS
P = 436 W
6.25 Hz primaire 2H
impulsion de 80ms (on pourrait l'allonger jusqu'a atteindre 8/10A)
Dans ces conditions on a
Imax primaire = 6.5A ou 4.1A RMS
I(R)sec max = 600A ou 558A RMS
V(R) max = 1.3V ou 1.22V RMS
P = 685 W
12.5 Hz primaire 1H
impulsion de 40ms
Dans ces conditions on a
Imax primaire = 12A ou 7.6A RMS
I(R)sec max = 800A ou 743A RMS
V(R) max = 1.7V ou 1.63V RMS
P = 1216 W
Pour le transfo primaire scindé en deux et connectés en //, secondaire une spire 127cm et 10mm² la fréquence idéale est de l'ordre de
25Hz primaire 0.5H
pulse 20 ms
Dans ces conditions on a
Imax primaire = 17A ou 12.6A RMS
I(R)sec max = 1000A ou 933A RMS
V(R)sec max = 2.2V ou 2.05V RMS
P = 1918 W
Dès l'instant où au primaire le courant croit de manière linéaire, la puissance instantanée n'augmente plus car I(R)sec et V(R)sec sont
alors constants, on gagne encore un peu de puissance moyenne au prix d'un courant primaire important.
- la fréquence n'est absolument pas critique
- la durée de l'impulsion idéale est directement proportionnelle à l'inductance primaire : t = Lp * 0.040
- la seule limite est le courant de saturation du transfo (?8 à 15 A?)
Sur le circuit actuel (4H, 1 spire 127cm ...), il suffirait de faire descendre très lentement la fréquence de hachage jusqu'à 3.3 Hz (pas critique) en veillant que le courant maxi issu de l'alimentation n'excède pas 8A crête ou 4.4A RMS et que la tension sur Rsec est bien constante et ne chute pas avant la fin du créneau (=signe de saturation magnétique du noyau), on devrait atteindre ainsi un maximum d'environ 400W, 445A, 0.979V sur Rsec
L'idéal serait de commuter les branches du pont dès que le courant primaire atteint une valeur proche de I saturation (qui ?selon moi? se situe entre 8 et 15A ???).
??A mon avis, la théorie qui mène à ça tient en 3 lignes ???
Où me trompe-je ?
note : on peut très bien régler le delais, les TR et TF et le deadtime avec pulse (PWL est pour cela inutile)
4 fichiers LTSpice des 4 cas cités ci-dessus (les fichiers PWL ne sont plus nécessaires)
Les pièces jointes ont été enregistrées au format Unix. Avec Windows lire avec Notepad++
Rien ne sert de penser, il faut réfléchir avant - Pierre Dac
Hello Biname.Connaître le courant au primaire, en fonctionnement normal du transfo dans un four microonde, permettrait d'évaluer les risques de saturation du noyau.
Une façon de procéder est de faire fonctionner le transfo connu (prim = 4H) à 50 Hz et en modifiant la valeur des composants de manière à obtenir 2000V et 800W au secondaire. Le résultat dépend fortement du coefficient de couplage (donc des inductances de fuite). Le modèle utilisé est joint.
Pour tous 315V 50Hz sinus Prim 4H
m = 0.99, Sec 360H, Rsec = 2.2K >> Vsec = 2000V et P_Rsec = 835W Icrete Prim = 8A Irms Prim = 6A (m=0.98 >> 1200V, 344W, 5A et 3.8A)
On capitule pour trouver des valeurs donnant 800W et 2000V sur R avec m = 0.98 ...
Ce test ???? semble indiquer que le coefficient de couplage du tansfo dans le microonde est supérieur à 0.99 et que le courant primaire maximum est de 8A crête et 6A RMS (proche de ce qui a été dit msg #55).
Primaire scindé en deux on à 15A crête et 10A RMS ... c'est peut-être beaucoup.
Il faudrait calculer/trouver la puissance maxi sur R dans un circuit LR ... demain
???? Je pense??? de plus en plus qu'on peut atteindre la puissance voulue
LTSpice du circuit test 50Hz
Oui, c'est bien ça l'idée. On scinde le primaire en deux.
Je n'ai pas fait l'essai, mais à 50 Hz, on aurait à mon avis plus de 10 A RMS. Les fusibles de la maison ne résisteraient probablement pas.
Mais si on augmente la fréquence de hachage juste ce qu'il faut, on devrait pouvoir limiter le courant à 10 A environ. C'est juste ce qu'il nous faut.
Amicalement,
Yvan
Il y a quelques mois j'avais fait quelques mesures en utilisant le 220 V 50 Hz du réseau. Concernant la puissance d'entrée, on peut atteindre les 1700 W. On arrive à cette puissance en bobinant 3 spires au secondaire. Je n'avais pas pu aller au-delà en raison de l'échauffement important du câble en court-circuit au secondaire et de la difficulté de mesurer des courants supérieurs à 100 A.
Sans parler des puissances réelles. Au primaire j'avais un wattmètre comme ceux que l'on trouve sur Ebay pour mesurer la puissance d'un appareil domestique. Au secondaire, j'avais calculé la puissance d'après la résistance théorique du câble et la tension obtenue à vide.
Voici les mesures comparées de puissances au primaire et au secondaire:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378791329
Les points sont groupés par trois, parce que j'ai fait 3 mesures chaque fois avec successivement 0,5 - 1 - 1,5 - 2 - 2,5 et 3 spires au secondaire. Donc 6 groupes de 3 mesures chacun.
On voit que la puissance au secondaire augmente selon ce qui semble être une belle ligne droite, ce qui laisse penser qu'en augmentant la puissance au primaire, l'on pourrait continuer à augmenter la puissance au secondaire au-delà de 600 W, puisqu'elle n'a pas l'air de plafonner.
Tout ça pour dire qu'il semble possible d'obtenir 2200W, et davantage, à 50 Hz, sans descendre au-dessous de cette fréquence. Le faire poserait en outre des problèmes de filtrage de la haute tension.
Amicalement,
Yvan
Si on considère que les paramètres du transfo sont exacts : primaire 4H, microonde 8A crête au primaire à 50 Hz, coefficient de couplage 0.99, secondaire 0.0022 ohms et 80µH
On peut calculer en première approximation :
Courant de saturation du noyau :
A 50 Hz sinus, on a des crêtes à 8 ampères sur les 220 spires du primaires >> FluxSat = 220 * 8 = 1760 ampère.tour ou A.t
que l'on considèrera comme le flux saturant de ce noyau magnétique.
FluxSat = 1760 A.t
pour ce transfo Isat = 1760/Np (Np est le nombre de spires au primaire)
Np = 220 spires, Lp = 4H , Isat = 1760/220 = 8.0A
Np = 155 spires, Lp = 2H , Isat = 1760/155 = 11.4A
Np = 110 spires, Lp = 1H , Isat = 1760/110 = 16.0A
Np = 78 spires, Lp = 0.5H, Isat = 1760/ 78 = 22.5A
Durée de l'impulsion pour obtenir Isat dans le primaire
En première approximation pour la première impulsion : V0 = 0 et I0 = 0
t_sat = Isat * L1 /Vcc
t_sat = 1760 * L1 / (Vcc * Np)
soit k = Sqr( L1 / L2)
V(RloadSec) = Vcc / Sqr(L1 / L2)
I(RloadSec) = Vcharge / R(LoadSsec)
P(RLsecSec) = V(RloadSec) * I(RloadSec) = Vcc² / (k.RLoadSec)
Primaire = Isat * Vcc / 2
4H/0.08mH : t_sat = 1760 * 4 / (300 * 220) =106.6 ms >>> hachage 5 Hz Imax prim 8A, k=223 PsatRlaod = 584W
2H/0.08mH : t_sat = 1760 * 2 / (300 * 155) = 75.7 ms >>> hachage 6 Hz Imax prim 11A, k=158 PsatRload = 825W
1H/0.08mH : t_sat = 1760 * 1 / (300 * 110) = 53.3 ms >>> hachage 10 Hz Imax prim 16A, k=111 PsatRload = 1175W
0.5H/0.08mH : t_sat = 1760 * 0.5 / (300 * 78) = 37.6 ms >>> hachage 13 Hz Imax prim 22A, k= 79 PsatRload = 1651W
Remarques :
- on se fixe Isat qui peut prendre n'importe quelle valeur de votre choix, ce sera Imax au primaire.
- la durée de l'impulsion n'est absolument pas critique, en la réduisant on ne réduit que légèrement la puissance sur la charge
- sur LTSpice, parfois ça oscille au primaire ... inquiétant
(au pire du pire la diode body conduit que 1/16 du courant maximum au primaire : 2 ponts, max 25% du temps, signal triangulaire = 1/16)
On aurait commencé par là ...
Dernière modification par Biname ; 10/09/2013 à 12h59.
Je me suis trompé sur PsatRLoad : PsatRload = Vcc² /(k² * RloadSec) ... vous corrigerez
Primaire scindé en // = 0.5H et secondaire une spire = 80µH 1.27m 10mm² coefficient de couplage = 0.99 et en supposant que ces valeurs sont proches de la réalité.
Pour limiter le courant primaire à 10A RMS (13A crête), l'impulsion ne doit pas excéder 4ms (min 125Hz) dans ces conditions on à 1260W sur la résistance secondaire, 750A RMS et 1.66V RMS.
Théoriquement - si je ne me trompe pas - ce primaire devrait supporter 22A crête sans saturer le noyau et transférer 2200W à la charge, 1000A RMS et 2.2V RMS.
Il est amusant ce modèle LTSpice, faut jouer avec ! Pour faire ce test, afin d'éviter les importantes fluctuations de l'alimentation sous 22A crête, j'ai remplacé la source de tension alternative par une source de tension courant continu en gardant les diodes de redressement et les condensateurs de lissage ... et on m'a fait un cadeaux : le courant qui 'remonte' charge le condensateur et inhibe l'alimentation, on voit ainsi parfaitement le pic de ce courant sur le condensateur qui ensuite repart dans le transfo, on pourrait calculer l'énergie qui 'remonte'.
Le battement entre le ripple de l'alim à 100 Hz et la fréquence de hachage proche de la même fréquence donne une modification intéressante de l'oscillogramme (voir ma photo de la semaine dernière.) Cette déformation est cyclique, elle concerne alternativement le créneau du haut et celui du bas. Ce n'est pas du flux walking. Lorsque la déformation apparaît, le transfo émet un bourdonnement, qui doit être le signe du passage transitoire en saturation du noyau, je pense.
Il faudra que je fasse un oscillogramme du créneau et de la tension d'alim, pour voir leur relation de phase.
Prochaine étape: scinder le primaire en deux en voir si les prédictions de SPICE se confirment.
En tout cas, c'est intéresant de travailler en binôme avec toi, Biname
Amicalement,
Yvan
Petite remarque en passant: la condition de saturation du noyau s'évalue exclusivement à partir du produit V*s qu'il voit par spire, et non à partir du courant constaté lors d'une saturation effective.
La méthode s'auto-compense en fonction de la variabilité des paramètres, et donne des résultats fiables dans tous les cas.
Si on voulait connaitre le courant de saturation pour un enroulement et un noyau donnés, sans faire intervenir temps ou tension, il faudrait employer une formule apparentée:
Isat=Bsat.Ae.n/L
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Oui, on le voit bien sur des simulations lorsque l'impulsion est plus 'longue'
0.5H Alim50HzRipple Effet sur Charge.jpg
Oui, l'idée que la tension au secondaire pourrait servir de détecteur de saturation du noyau, prend ici du plomb dans l'aileCe n'est pas du flux walking
??Ne pas négliger non plus les champs magnétiques 'intenses' générés pas le haut ampérage au secondaire pour expliquer ces bourdonnements ???Lorsque la déformation apparaît, le transfo émet un bourdonnement, qui doit être le signe du passage transitoire en saturation du noyau, je pense.
Et voici la même simulation mais avec une alimentation DC, les fluctuations dues à l'alimentation cessent et on voit mon cadeau (sans 'x'
0.5HAlim315VDC NoRipple CadeauV(D).jpg
En bleu pâle le cadeau : le courant 'remontant' qui fait passer l'alim de 311 à 326V
En vert le courant au primaire, notez que pour de longues impulsions la croissance du courant est constante, ce qui implique une tension(Rouge) et un courant (bleu marine) secondaire stable.
Travailler ?Il faudra que je fasse un oscillogramme du créneau et de la tension d'alim, pour voir leur relation de phase.
Prochaine étape: scinder le primaire en deux en voir si les prédictions de SPICE se confirment.
En tout cas, c'est intéresant de travailler en binôme avec toi, Biname
C'est y pas mignon tout ça ?
Dernière modification par Biname ; 11/09/2013 à 14h25.
Pas très sûr de mon affaire en ce qui concerne la saturation. La saturation correspond bien à un Flux de saturation ? Pour un noyau donné, le flux vaut
constante*nombre de spires* I ! Si le nombre de spires est divisé par deux et le courant multiplié par deux, on a le même flux ? Non ? (1)
On a fait avec ce qu'on avait : 6-8 ampères à 50 Hz pas de saturation et on a extrapolé !
Merci Tropique
(1) en première approximation qui comme tout le monde le sait, est la plus binamée(2)(3) des approximations
(2) traduire dans ce cas par sympathique
(3) lorsqu'on choisit un pseudonyme, même lorsqu'on pense qu'il ne servira qu'une fois, on devrait réfléchir (4) !
(4) non on ne généralise pas
Oui, mais il faut faire attention à ce genre de comparaison: celle-ci est valable parce qu'elle laisse tout inchangé du point de vue du noyau.
Si on essaye de sortir de ce cas simple, c'est plus compliqué comme l'indique le L dans la formule, qui est représentatif du µeff.
Pas de complexes: je suis comme toi. Juste mieux.
Une petite info en passant
Salut à tous,
Juste pour le fun, j'ai voulu voir quelles étaient les indications que fournissait une pince ampèremétrique de ce type:http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378926114
si on mesure un courant en créneaux, et à des fréquences autres que 50 Hz.
J'ai obtenu les résultats suivants:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378926076
Comme vous le voyez, il y a deux colonnes notées: "courant au 2re mesuré par la pince (A)" Celle de droite contient les valeurs données par le pince. Celle de gauche contient les mêmes valeurs multipliées par un coefficient fixe, de manière à pouvoir comparer les deux courbes côte à côte. J'ai dimensionné le coefficient de manière à ce que ce soient les deux points les plus à gauche qui soient superposés, car c'est là que la fréquence de hachage(100 Hz) est la plus proche des 50 Hz normaux.
On voit donc que plus la fréquence de hachage augmente, plus la pince a tendance à surestimer les courants. A 800 Hz, l'erreur est de l'ordre de + 25 %.
Amicalement,
Yvan
Alors voici quelques mesures concernant cette déformation des créneaux qui apparaît lors du hachage à 100 Hz. Sur les 3 oscillogrammes, on voit ce qui défile au rythme du battement entre le 100 Hz environ du hacheur et le ripple de la tension d'alim à 100 Hz pile poil.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1378931321
La trace du bas représente la tension au secondaire formé d'une seule spire de mesure. Par ailleurs, le montage débite à plein régime sur la spire en court-circuit faite de câble de pontage de batterie, précédemment décrite. La puissance est de 420 W environ.
La trace du haut est proportionnelle au courant d'alimentation du hacheur. La tension est mesurée aux bornes d'une résistance de 4,5 Ohms. Elle passe par un atténuateur 1/10 puis par l'atténuation 1/10 de la sonde. Il faut donc multiplier l'indication "200 mV" par 100. Donc 20 V par division. I = U/R 20 V/ 4,5 ohms= 4,4 A par division.
On voit qu'à certains moments, la saturation du noyau fait s'envoler l'intensité. Je compte 5 divisions pic-pic. l'intensité atteint donc par moments, des pointes de passé 10 A dans un sens ou dans l'autre.
Or, vous allez rire: Les IRF 840 ont un courant maximum de 8 A. Ils auraient donc dû être détruits. Eh bien non! Voilà ce que j'appelle des composants de qualité!
Comme quoi, la vie n'est pas faite que de mauvaises surprises!
Amicalement,
Yvan
