Choix de diodes et de condensateurs pour HIP4086 (bootstrap)

[Anduriel]

Bonjour,

Je souhaite utiliser ce composant pour gérer un moteur triphasé: http://www.intersil.com/content/dam/.../hip4086-a.pdf
Dans l'application typique, il faut utiliser des diodes et des condensateurs de bootstrap (j'ai découvert ça récemment).
En revanche, je ne vois pas de note sur les ordres de grandeur à utiliser.
Et ne connaissant pas le fonctionnement interne du composant, je me risquerai pas à calculer des C = dt/dU*I (tantale, mica, ...)sans savoir ce que je fais.
Pour la diode, quel ampérage, quelle tension... ?

Je suis un peu sec, quelqu'un pourrait m'aiguiller ?

Merci
-----

[Antoane]

Bonjour,

As-tu compris le principe de fonctionnement du bootstrap ?
https://www.fairchildsemi.com/applic...AN/AN-6076.pdf
http://www.infineon.com/dgdl/an-1123...53559692661096

Tu vois que le condensateur sert à alimenter le driver high-side pendant que le transistor high-side est passant, ainsi qu'à fournir les charges permettant de chareg la capacité de grille du transistor HS ?
Tu vois que la diode permet de charger le condensateur de bootstrap pendant que le transistor Low-Side est passant, tandis qu'elle isole le condensateur de bootstrap lorsque le transistor HS est passant ?

[Anduriel]

Wahou c'est pas si évident! Je comprends le principe il me semble:
- il faut que la tension sur la grille soit supérieure à celle du drain, donc on applique un delta_V sur celle-ci (de 1V qui semble suffisant a priori)?
- Ensuite, pour calculer R_grille, et C_bstrap, il faut se référer à la partie 3 "Design procedure of bootstrap", en fonction du choix du MOS, entre autre.
Pourrais-tu me confirmer ou me corriger ?
Merci




(et tout ça pour avoir un pont H d'un moteur DC balais...!)

[Antoane]

Bonjour,

- il faut que la tension sur la grille soit supérieure à celle du drain, donc on applique un delta_V sur celle-ci (de 1V qui semble suffisant a priori)?

Pour un NMOS, oui. Il faut que ce delta_V soit de l'ordre de 5 à 10V, suivant le mosfet. La valeur nécessaire est spécifiée dans la datasheet du mosfet, en condition de test de la Rds_on.
Ex. http://www.irf.com/product-info/data...ta/irf7452.pdf > p.2 la "Static Drain-to-Source On-Resistance" est spécifiée @Vgs = 10V, il faut donc un delta_V > 10 V pour assurer le bon fonctionnement du composant.

- Ensuite, pour calculer R_grille, et C_bstrap, il faut se référer à la partie 3 "Design procedure of bootstrap", en fonction du choix du MOS, entre autre.

La partie "3.2 Select the Bootstrap Resistor" ne s'intéresse pas au choix de la résistance de grille (câblée en série avec la grille du mosfet commandé) mais d'une résistance optionnelle, câblée en série avec la diode de bootstrap.

[A voir en vidéo sur Futura]

[Anduriel]

Bonjour et merci pour la réponse.

J'ai regardé sur l'exemple que tu as donné:
- Pourquoi prends tu Vgs de 10V et pas le min du Vgs_th de 3V ? Le 10V à 2.7A du RDS(on) ne s'agit-il pas d'une condition de mesure du RDs seulement?

J'ai aussi regardé l'exemple de la note. Sais-tu pourquoi dans le calcul numérique:
- le Ton est pris à 25µs, alors que la datasheet du MOS donne des temps de switch de 145ns (On) et 470ns (Off)?
- le Qls (Charge required by the internal level shifter, which is set to 3 nC for all HV gate drivers) : quel que soit le driver, on prend cette valeur "sans se poser de question" ?

Concernant la diode, elle impacte le calcul seulement :
- par la chute de tension à ses bornes (pour le delta_V)
- par son courant de fuite
En restant cohérent de ça, je peux prendre "n'importe laquelle" (le courant la traversant étant faible, ce n'est pas une diode de puissance) ?

Merci

[Antoane]

Bonjour,

J'ai regardé sur l'exemple que tu as donné:
- Pourquoi prends tu Vgs de 10V et pas le min du Vgs_th de 3V ? Le 10V à 2.7A du RDS(on) ne s'agit-il pas d'une condition de mesure du RDs seulement?

Sous 10 V (et moins de 2.7A de Id), tu es sûr que le mos se comportera comme une résistance d'au plus 60 mOhm.
Sous 3 V, tu es sûr que le courant de drain sera inférieur à 250µA avec une tension Vds de 3V... Soit une résistance équivalente d'au moins 3/0.250 ~12 kOhm Autant dire que le composant est loin d'être passant.
Le min(Vgs_th) caractérise la tension Vgs jusqu'à laquelle on est sûr que le composant est bloqué. Il ne caractérise pas (directement) la tension de grille à imposer pour avoir un bon fonctionnement à l'état passant.

- le Ton est pris à 25µs, alors que la datasheet du MOS donne des temps de switch de 145ns (On) et 470ns (Off)?

Ces 145 et 470 ns correpsondent au temps qu'il faut pour que le composant change d'état (passant/bloqué). C'est un temps de transition (tr, tf).
Le Ton est le temps pendant lequel le composant HS reste à l'état passant. C'est également le temps pendant lequel le condensateur de bootstrap doit alimenter le driver HS.
A priori : Ton est très suppérieur à tr et tf.

- le Qls (Charge required by the internal level shifter, which is set to 3 nC for all HV gate drivers) : quel que soit le driver, on prend cette valeur "sans se poser de question" ?

Cette charge devrait être spécifiée dans la datasheet du driver utilisé. On note cependant :
- qu'elle ne l'est généralement pas (y compris pour le driver pris en exemple : http://www.mouser.com/ds/2/308/FAN7382-1119065.pdf) ;
- qu'elle est généralement assez négligeable.
Globalement, tu vois dans l'application numérique que la charge totale nécessaire Q_totale est quasiment égale à Q_gate (et c'est souvent le cas, sauf lorsque tu commutes à basse fréquence ou que tu emploies un vieux driver, consommant un fort courant I_QBS). Inutile donc de trop se fatiguer à trop aller dans les détails.

Concernant la diode, elle impacte le calcul seulement :
- par la chute de tension à ses bornes (pour le delta_V)
- par son courant de fuite
En restant cohérent de ça, je peux prendre "n'importe laquelle" (le courant la traversant étant faible, ce n'est pas une diode de puissance) ?

Il faut aussi qu'elle soit rapide pour correctement se bloquer lorsque le transistor high-side entrera en conduction.
La diode est soumise à des pics de courants répétitifs, il faut qu'elle les supporte.

[Anduriel]

Merci.
Concernant le Ton, imaginons que je commande un PWM de rapport compris entre 10% et 90%, je prends donc la valeur max 90% (a la fréquence de hachage) pour le dimensionnement?

Pour la diode, dans l'exemple, je n'ai pas trouvé le leakage de 10nA dans sa datasheet... ne s'agit il pas de 10uA plutôt?
Et enfin... ce qui est dimensionnant, c'est ce qu'on appelle If ou Ifsm (j'avoue ne pas avoir très bien compris leur définition...) ?

Merci !

[Antoane]

La UF4007 : https://www.vishay.com/docs/88755/uf4001.pdf
Je ne sais pas comment il trouve 10 nA... 10 µA (ou même 50 µA) serait effectivement, me semble-t-il, plus raisonnable.

Et enfin... ce qui est dimensionnant, c'est ce qu'on appelle If ou Ifsm (j'avoue ne pas avoir très bien compris leur définition...) ?

https://www.microsemi.com/document-p...eet-parameters
Le courant moyen doit être inférieur à I_f(AV) = 1 A pour des raisons thermiques.
La contrainte sur IFSM est moins évidente car IFSM est mesurée dans des conditions très particulières et différentes des tiennes. J'imagine que des études ont été menées pour trouver une relation aillant un peu de sens. Faute de les connaitre, tu peux faire en sorte que le courant de pointe soit inférieur à IFSM (ici : 30A).
Lorsqu'il est donné, le IFRM (e.g. https://www.vishay.com/docs/81857/1n4148.pdf) est plus simple à interpréter : tu peux envoyer autant de pointes de courant valant IFRM que tu veux, tant que cela n'échauffe pas trop la diode.

[bobflux]

Pour la diode de bootstrap, le courant moyen sera faible (en gros Qg x F) donc une petite diode rapide genre BAS21 c'est bien.

http://www.mouser.com/ds/2/308/BAS19LT1-D-222732.pdf

Pour le condensateur de bootstrap, il faut qu'il contienne assez de charge pour pouvoir commuter le MOS plus alimenter le driver pendant le temps haut du PWM.

La datasheet donne une consommation de 2mA pour F=20kHz. Donc i = C dv/dt, donc avec 100nF et 2mA au bout de 50µs on a perdu 1V, un peu juste mais ça ira.

Mais les 2mA sont pessimistes car apparemment ils sont calculés en tenant compte de la commutation, or ici on commute une fois et puis on cherche à savoir combien de temps ça va tenir à l'état haut.

Donc, je prendrais plutôt
- une capa qui peut délivrer Qg sans perdre trop de tension (q=CV donc si Qg=50nC, avec 100nF la capa se décharge de 0.5V donc ça va)
- le "xHB On Quiescent Current" donc 140µA et dans ce cas en 50µs on ne perd que 70mV

Donc une capa céramique CMS 100nF (ou 1µF si tu veux baisser la fréquence) c'est très bien, comme tu vas en mettre une dizaine au minimum sur ton alim HT, tu prends les mêmes, ça te coûtera moins cher !

[Anduriel]

Bonjour,

Merci Antoane pour ta réponse (je suppose que mon hypothèse de rapport cyclique max à conserver était OK dans le dimensionnement?)

Merci aussi bobflux, mais du coup je me pose d'autres questions:

Pour la diode de bootstrap, le courant moyen sera faible (en gros Qg x F) donc une petite diode rapide genre BAS21 c'est bien.
http://www.mouser.com/ds/2/308/BAS19LT1-D-222732.pdf

Qu'est ce que le Qg? Pour l'homogénéité j'ai en tête la formule q = C*u et i = dq/dt... et pas de Qg dans 2 datasheet de condo ouvertes au hasard.

Pour le condensateur de bootstrap, il faut qu'il contienne assez de charge pour pouvoir commuter le MOS plus alimenter le driver pendant le temps haut du PWM.

Pourquoi faut-il alimenter le driver durant le temps haut? Le driver est bien toujours alimenté par une tension continue (ex BIH ou AIH sur un HIP4081A) ?

La datasheet donne une consommation de 2mA pour F=20kHz. Donc i = C dv/dt, donc avec 100nF et 2mA au bout de 50µs on a perdu 1V, un peu juste mais ça ira.
Mais les 2mA sont pessimistes car apparemment ils sont calculés en tenant compte de la commutation, or ici on commute une fois et puis on cherche à savoir combien de temps ça va tenir à l'état haut.

J'ai refait le tour des datasheets du topic, je n'ai pas trouvé la donnée. Peux-tu préciser le composant?
Tu dis que ça va car l'idée c'est qu'à ma fréquence de PWM, on ait une tension "constante" au borne du condensateur (donc minimiser la chute durant sa décharge) ?

Donc, je prendrais plutôt
- le "xHB On Quiescent Current" donc 140µA et dans ce cas en 50µs on ne perd que 70mV

Le 140µA est la même donnée que le 2mA plus haut ?

Donc une capa céramique CMS 100nF (ou 1µF si tu veux baisser la fréquence) c'est très bien, comme tu vas en mettre une dizaine au minimum sur ton alim HT, tu prends les mêmes, ça te coûtera moins cher !

Quand j'ai réalisé une alimentation la dernière fois, j'avais au plus 3 ou 4 condensateurs (https://www.sonelec-musique.com/elec...g_tension.html), on parle bien de choses similaires ?

Merci !

[Anduriel]

ok j'ai compris j'ai repris la datasheet du HIP !

Merci pour le détail, mais alors quel calcul choisir plutôt? Quand je compare la formule du doc d'Antoine et ta méthode bobflux, je vois que dans la tienne on ne prend pas la carac. du MOS, dont le "Switch gate-source leakage current" n'est pas négligeable?

[Antoane]

Bonjour,

Merci pour le détail, mais alors quel calcul choisir plutôt? Quand je compare la formule du doc d'Antoine et ta méthode bobflux, je vois que dans la tienne on ne prend pas la carac. du MOS, dont le "Switch gate-source leakage current" n'est pas négligeable?

Le courant de fuite de grille est tout à fait négligeable (pA-nA).
La formule donnée dans le PDF est complète, elle permet de comprendre comment il faudrait procéder pour vraiment calculer la valeur minimale de capacité à mettre. Mais, comme indiqué plus haut, quasiment une bonne partie des composantes du calcul sont négligeable et, finalement, l'équation se réduit à ce que propose Bobflux.

> je suppose que mon hypothèse de rapport cyclique max à conserver était OK dans le dimensionnement?
oui.

[Anduriel]

Un grand merci pour vos réponses!
Bonne journée

[bobflux]

Pour le Qg je parlais du "total gate charge" du MOSFET qui est pris dans la capa bootstrap pour commuter le MOSFET.

En gros ici: tu mets 1µF, et si tu veux te gratter le front pendant une heure pour mettre une 100nF et économiser 2 centimes, c'est possible, mais probablement pas rentable !...

> Quand j'ai réalisé une alimentation la dernière fois, j'avais au plus 3 ou 4 condensateurs

Là tu fais du PWM avec des commutations rapides, on va regarder par exemple une des 3 paires de FET en commutation:

- le FET du bas est passant et traversé par un courant I
- on commute, donc le FET du haut devient passant et celui du bas bloque
- le courant qui vaut toujours I car la charge est inductive passe maintenant dans le FET du haut

Le courant qui passe dans les MOSFETs est un tas de créneaux bien raides, si la commutation se fait en 30ns pour I=10A c'est du 3.10^8 A/s, or la tension aux bornes d'une inductance est L di/dt donc les di/dt élevés crééent des pics de tension parasite dans les inductances des traces, etc, qui peuvent flinguer ton driver ou tes MOSFETs.

De plus la quantité d'ondes radio émises par l'antenne boucle parcourue par ce courant est proportionnelle au di/dt et à la surface de la boucle.

Donc: pour chaque paire de MOS, place les proches l'un de l'autre, et ferme la boucle parcourue par le courant en HF avec une capa à faible inductance, donc céramique CMS, genre 100nF à 1µF, entre le VCC et la masse, donc du drain du FET du haut à la source de l'autre.

[Anduriel]

Donc en plus du condensateur que j'aurais mis "de base" autour de mon régulateur de tension, je rajoute 3 condensateurs pour les MOS au total.

Autre question: sur la 3e phase dont les 2 transistors sont bloqués (ex CHS) ce condensateur ne va pas "gêner" (le condo de bootstrap par exemple...?) J'ai peur du court jus "HF" involontaire, si du moins ça veut dire quelque chose...

[bobflux]

poste le layout quand il sera à moitié fait, on te donnera des conseils

combien de volts et d'ampères au fait pour le moteur ?

[Anduriel]

Super je ferai ça !
Il fait 15V 2.5A max, mais c'est un simple bipolaire, j'ai changé entre temps
Mais la théorie reste là même il me semble.
Bonne soirée

[bobflux]

OK donc c'est un moteur à balais (brushed DC) et pas un brushless? Tu fais un pont en H pour le faire tourner dans les deux sens?

Note que tu peux trouver des contrôleurs tout faits pour 20 boules, regarde aussi sur aliexpress...

http://www.robotshop.com/ca/en/cytro...no-shield.html

[Anduriel]

Merci pour le lien c'est très intéressant oui ça m'éviterait des erreurs!
En revanche je me suis toujours demandé, est-ce que ce n'est pas une "usine à gaz" ce genre de cartes?
Je me dis que le pont nécessite 4 transistors, un driver, et quelques condos, et quand je vois cette carte je trouve ça énorme?

Ce type de carte garantit une bonne robustesse c'est ça ?

Merci

[bobflux]

> Je me dis que le pont nécessite 4 transistors, un driver, et quelques condos, et quand je vois cette carte je trouve ça énorme?

Eh bien il y a 4 MOS, deux drivers vu que ça doit être des drivers halfbridge, quelques condos... peut-être une sécurité contre les surintensités...

En fait ce type de carte te permet surtout de ne pas passer une semaine à résoudre un problème quand tu peux avoir la solution dans ta boîte aux lettres pour pas cher. Moins stimulant intellectuellement certes, mais si ton but ultime est de faire tourner un moteur, c'est plus productif !

[Anduriel]

Je suis bien d'accord sur le côté productif, mais je trouve ça beaucoup plus intéressant de le faire en comprenant ce que je fais !
J'ai jamais été fan des boîtes noires...
Je vais méditer la dessus pour savoir ce que je fais (je ne suis pas pressé pour la réalisation) !
Merci et bonne soirée

[Anduriel]

Je pense que je vais prendre ça finalement:

http://www.robotshop.com/media/files...rview-1212.pdf

Petite question: si je n'utilise pas le capteur de courant et le statut d'erreur (FB et SF), n'y a-t-il pas un petit risque à les laisser "en l'air" (ça fait antenne)?
N'est-il pas mieux de les courts circuiter à la masse ? J'ai un doute ça risque peut être de cramer le composant...

Merci