Utilité de ces transformateurs HF ?

[Patrick_91]

Il semblerait que la self de choc se comporte comme un auto-transformateur, de sorte que les transistors "voient" sur leurs collecteurs une tension supérieure à la tension d'alimentation.

Problème de mesure peut être ... non l'impédance de charge réelle est forcément plus faible que 50 Ohms .. donc la tension réelle est moins forte que la tension sur 50 Ohms.

Sous 12 V cela fait moins que cela : 1,44 W , sous 13 , 8 V ; 1,9 W et encore ce n'est que du Théorique ..
Doit y avoir un effet curieux avec les selfs de choc (T2) , la valeur de self + les capas inter spires ne doivent pas être sans importance ni sans effet ... a suivre ..

Il y a certainement un effet auto transfo de l'ordre de 3,3 par là pour que cet ampli sorte 6 W.

curieux.... une self d'arrêt n'est pas un circuit oscillant !

Une self est une inductance, elle est de "choc" seulement si les capacités inter spires ne sont pas trop élevées, si la géométrie ne transforme pas le bazard en auto transfo etc etc y a pas de pétard l'impédance de charge forcément est de l'ordre de 15 Ohms ou moins ..
A plus
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[Patrick_91]

Heu , en réfléchissant bien non ! la tension crête du signal sur les collecteurs est forcément = VCC rien d'autre si tout va bien ..
A plus

[Yvan_Delaserge]

Ca ne serai pas le même principe qu'une alim de type boost ?
On a le courant qui part du plus, qui traverse la self, puis le transistor avant d'arriver à la masse.
Le transistor commute à grande vitesse.
On voit apparaître sur le collecteur une tension supérieure à la tension d'alimentation.

[penthode]

je te conseille de maniper un peu en HF.

[Patrick_91]

Hello,

Le transistor commute à grande vitesse.
On voit apparaître sur le collecteur une tension supérieure à la tension d'alimentation.

Le transistor (les) fonctionnent en mode linéaire et aussi par rapport a ce que l'on"voit apparaitre" faut pas oublier : Quand je mesure, je perturbe !!
On est toujour bien sur le meme schéma ? avec les deux "transfos" : T2 et T3 identiques ? (réalisation F6BQU) ?
On est pas tres haut en Fréquence (7,1 MHz ) mais faut se méfier des apparences ...
A plus

[Yvan_Delaserge]

Je viens de trouver une page web avec des indications de qualité concernant les amplis HF push-pull.

https://ludens.cl/Electron/mosfetamps/amps.html

C'est vers le milieu de la page:

Let's analize what happens: When Q1 conducts at the peak of its semicycle, it will have 1.3V on its drain, making 12.5V between Vcc and its drain. That places 12.5V on one half of T2. Due to the tight coupling, that forces 25V to appear across the entire T2, making Q2's drain go up to 26.3V.

ça correspond à ce que j'avais indiqué plus haut: la self de choc se comporte comme un auto-transformateur, de sorte que les transistors "voient" sur leurs collecteurs une tension supérieure à la tension d'alimentation. Le double en fait.

Mais je n'ai toujours rien trouvé sur l'impédance de sortie de 42 ohms. Je continue mes recherches...

[Patrick_91]

Bonjour,

Faut voir la réalité du transfo de sortie, T1, Il semble schématiquement être un transfo élévateur de tension, donc en chargeant la sortie (out) par une charge de 50 Ohms on retrouve une bien plus basse impédance de charge sur les collecteurs ou des drains des transistors complémentaires Q1 et Q2.
Pour moi, si la self de choc fait bien son boulot, on peut l'enlever pour le raisonnement en RF .
Je ne vois pas bien pourquoi le fait de mettre une inductance (élevée) entre le drain et la masse (via la capa) permettrait à la tension de doubler .Au contraire, la tension moyenne du signal drain-drain est égale à VCC (12 V par exemple) .
Maintenant, si tu traces les diagrammes de courant dans les transistors , tu aura une demi alternance positive sur le premier transistor, et une demi alternance négative sur l'autre (déphasée de pi) .Donc , si tu traces le diagramme de la tension RF sur les drains tu te retrouves avec une sinusoïde complète d'amplitude crête a crêtè 24 V (crête négative 0V crete positive 24 V) et de valeur moyenne 12 V on va dire grâce a l'utilisation d'un transfo, la self de choc T2 est la pour se faire oublier.
la tension moyenne d'alimentation vaut : VCC
le courant moyen d'alimentation vaut : 2.Imax/pi
La puissance alim vaut : VCC.2.Imax/pi
La puissance efficace de sortie vaut : Veff.Ieff soit Vcc.Imax/2
Le rendement théorique max vaut Vcc.imax/2)/(VCC.2.Imax/pi) = pi/4 (conforme aux attentes)
Ca colle ...
Le schéma proposé fonctionne , c'est sans problème . Reste a calculer l'impédance de charge pour obtenir la puissance voulue, connaissant la tension d'alim imposée.
Rcharge = Vcc²/2Pefficace
Tout ceci en valeur théorique pour une classe B bien sur.
C'est a peu près le même schéma qui était l'objet du Fil , a ceci près que le transfo de sortie avait l'air d'un tranfo a raport 1 , ce qui provoque le doute quant à la puissance de sortie annoncée. Comme la puissance annoncée est vraie, c'est forcément le transfo de sortie qui n'est par de rapport 1 ... peut être une combinaison avec la choc qui n'en est peut être pas une .. (valeur trop faible peut être ... ) on ne sait pas bien ..
A plus

[Yvan_Delaserge]

Rebonjour,
Comme promis, j'ai continué à me documenter sur le sujet en posant la question à un ami qui connaît bien ce type de sujet. Il m'a envoyé une réponse très détaillée, que je vous communique ci-dessous:

Il ne faut pas confondre impédance de sortie et impédance de charge.
L'impédance de sortie est vraiment l'impédance que l'on peut mesurer en remplaçant la charge par un impédancemètre et en mesurant dans la sortie de l'amplificateur. En revanche, l'impédance de charge est celle que le circuit applique aux transistors. Les deux n'ont pas besoin de correspondre, et en fait, dans les amplificateurs de puissance, elles ne devraient pas correspondre, car si elles correspondent, l'efficacité sera très mauvaise!

Lorsque les impédances de sortie et de charge correspondent, on obtient la puissance la plus élevée possible d'un circuit. Mais rien ne garantit que la source d'alimentation (amplificateur) ne va pas exploser dans ces conditions! Habituellement, il explose!

Par souci d'efficacité, les amplificateurs de puissance sont normalement conçus de telle sorte que l'impédance de charge qui leur est appliquée est beaucoup plus élevée que leur impédance de sortie interne, et les transistors et tout le reste sont dimensionnés pour gérer les courants et puissances réels des conditions de fonctionnement.

En théorie pure, pour un amplificateur avec une certaine impédance de sortie, le comportement à différentes impédances de charge est:

Impédance de charge infinie: aucune sortie de puissance, efficacité nulle.

Impédance de charge élevée, comparée à l'impédance de sortie: puissance de sortie modeste, bonne efficacité, tend à s'approcher de l'efficacité théorique de la classe d'amplificateur.

Impédance de charge égale à l'impédance de sortie: Puissance de sortie maximale, l'efficacité est seulement 50% de l'efficacité théorique de la classe d'exploitation.

Impédance de charge faible par rapport à l'impédance de sortie: puissance de sortie modeste, très mauvaise efficacité.

Impédance de charge nulle: Pas de puissance de sortie, efficacité zéro.


Maintenant, mettons quelques chiffres sur ce petit amplificateur 2 * IRF510: Pour l'analyse la plus simple supposons une onde carrée, un fonctionnement complètement saturé, à une fréquence si basse que les FET commutent très proprement. Le RDSon de ce FET est donné comme 0,54 ohm. Ainsi, pendant un demi-cycle, vous aurez un FET qui tirera son drain vers la terre via 0,54 ohm, et l'autre FET s'ouvrira, et pendant l'autre demi-cycle, les rôles s'inverseront.

Vous avez une charge fictive de 50 ohms, et supposons que le filtre passe-bas n'est pas là.
Dans ce cas, la charge inchangée de 50 ohms apparaît entre les drains. Un drain est en circuit ouvert, mais ce point est relié à l'inductance d'alimentation bifilaire, qui est en réalité un autotransformateur 1: 4. Il transformera la charge de 50 ohms en 12,5 ohms et l'appliquera au FET conducteur. Comme le FET a une résistance interne de 0,54 ohm, la résistance totale de l'alimentation à la masse est de 13,04 ohms. Si la tension d'alimentation est de 13,8 V, le courant d'alimentation (et le courant de drain du FET conducteur) sera de 1,058 ampères et la puissance d'entrée sera de 14,6 W. De cette puissance d'entrée, 0.57W sont dissipés dans le FET, tandis que la majeure partie de la puissance, 14.03W, va à la charge. Ainsi, le rendement est très élevé de 96%, grâce à l'impédance de la charge qui est beaucoup plus élevée que l'impédance de sortie.

Par ailleurs, l'impédance de sortie est égale aux 0,54 ohm du FET conducteur, transformés dans un rapport 1: 4 par l'inductance d'alimentation bifilaire. Donc c'est 2,16 ohms - c'est très bas.

Maintenant, devenons un peu plus réels: nous traitons (espérons-le) des ondes sinusoïdales. La saturation d'un FET se produit au mieux pendant le pic de la sinusoïde. Cela permet de placer un filtre passe-bas de la bande appropriée dans le circuit, mais rend également l'efficacité beaucoup plus faible. Plus faible de combien?
Eh bien, au lieu de calculer les impédances, il est plus facile de calculer les tensions et les courants. Ce qui était la tension efficace dans l'exemple d'onde carrée devient la tension de crête dans une onde sinusoïdale. Cela fait baisser la tension RMS à 0,71 de ce qu'elle était auparavant, et fait de la puissance de sortie la moitié de ce qu'elle était auparavant. Ainsi nous obtenons 7W, pas 14W.

Le courant efficace dans l'onde sinusoïdale est également 0,71 fois celui de l'onde carrée, donc 0,751 A, mais ce n'est PAS le courant d'alimentation! C'est parce que RMS n'est pas égal à la moyenne. Il y a environ un facteur de 0,9 entre eux. Ainsi, le courant d'alimentation réel est de 0,676 A et à 13,8 V, la puissance d'entrée est de 9,33 W. Avec une puissance de 7W, l'efficacité est maintenant de 75%. Le rendement théorique maximal d'un amplificateur de classe B est de 78,5% et, dans notre exemple, il a chuté à 75% en raison de l'impédance de sortie non nulle de l'amplificateur.

Maintenant, entrons encore un peu plus dans la réalité: les MOSFET ne sont malheureusement pas linéaires. Ils sont en fait extrêmement non linéaires! Et les MOSFET de commutation comme l'IRF510 sont beaucoup plus non linéaires que les MOSFET optimisés pour une utilisation dans des amplificateurs linéaires. Pour plus ou moins linéariser un amplificateur en utilisant des MOSFET à mode de commutation, nous devons faire deux choses: les polariser pour un fort courant de repos, en déplaçant le point de fonctionnement en profondeur dans la classe AB; et appliquer un fort feedback négatif.

Le courant de repos élevé réduit directement l'efficacité (mais pas beaucoup la puissance de sortie), tandis que le feedback négatif consomme une grande partie du gain qui serait autrement disponible, et consomme de la puissance dans ses résistances, réduisant ainsi l'efficacité. Ce sont les principales raisons pour lesquelles de tels amplificateurs ne parviennent pratiquement qu'à 50% d'efficacité. Il y a un compromis à faire entre l'efficacité, la linéarité et le gain, en jonglant avec la quantité de courant de repos et le feedback.
Et pour être complètement dans la réalité, nous devons considérer que chaque composant du circuit a une perte, chaque conducteur a une inductance, les FET ont des pertes liées à leur vitesse de commutation limitée, et tout cela nous coûte à la fois puissance et efficacité. Aussi, tout au long de cette analyse, j'ai pensé à "impédance" comme "résistance", mais bien sûr dans les circuits RF les impédances comprennent presque toujours des réactances, ce qui rend l'analyse détaillée un peu plus compliquée. Par exemple, les formes d'onde à différents endroits du circuit ne sont plus exactement en phase les unes avec les autres, et cet effet augmente à mesure que l'on augmente la fréquence.

Une bonne question est de savoir quelle est la valeur réelle de l'impédance de sortie des amplificateurs, en fonctionnement dans leur plage raisonnablement linéaire plutôt que dans la saturation.
Si les FET étaient parfaits, ils agiraient comme des sources de courant sous tension.

Ainsi, en l'absence de tout feedback, l'impédance de sortie serait infinie, étant donné qu'une modification de la tension de drain ne provoquerait aucune modification du courant de drain. Mais les FET ne sont pas parfaits et ont donc une impédance finie, qui varie constamment le long de la forme d'onde.

Si l'amplificateur avait un feedback négatif extrêmement fort, ce réseau de rétroaction stabiliserait fondamentalement la tension de sortie, le rendant insensible aux changements de courant de sortie. Cela entraînerait une impédance de sortie de zéro!
Mais bien sûr, nous ne pouvons pas avoir une rétroaction négative infinie. La rétroaction ne peut être aussi grande que le gain excédentaire dont nous disposons. Le résultat est que le feedback négatif produit une impédance de sortie faible, mais certainement non nulle.

Peut-être que l'auteur a indiqué l'impédance de sortie de 48 ohms basée sur les caractéristiques des FET et la quantité de rétroaction négative qu'il a utilisée, mais un tel calcul est imprécis et peu fiable, car les caractéristiques de transfert FET sont faiblement spécifiées et varient énormément avec le courant de drain instantané et la température.
Même si l'amplificateur doit avoir une impédance de sortie (dynamique) de 48 ohms dans certaines conditions spécifiques, et que la charge est de 50 ohms, cela n'a aucune incidence sur l'efficacité et la puissance de sortie. Cela signifie simplement que la rétroaction négative est d'environ 3dB dans ces conditions!

Comme l'impédance de sortie en mode linéaire n'est pas utile pour calculer l'efficacité, mieux vaut utiliser la méthode décrite ci-dessus et utiliser les courants et les tensions réels plutôt que ceux calculés pour une approximation simpliste. Mais il est toujours utile de faire de telles approximations simplistes, de comprendre la situation de base.

[Patrick_91]

Hello,

Il ne faut pas confondre impédance de sortie et impédance de charge.
L'impédance de sortie est vraiment l'impédance que l'on peut mesurer en remplaçant la charge par un impédancemètre et en mesurant dans la sortie de l'amplificateur. En revanche, l'impédance de charge est celle que le circuit applique aux transistors. Les deux n'ont pas besoin de correspondre, et en fait, dans les amplificateurs de puissance, elles ne devraient pas correspondre, car si elles correspondent, l'efficacité sera très mauvaise!

Oui , bien sur, déjà dit le long de ce fil , les impédances de charges sont et doivent être tres loin des impédances de sortie des amplificateurs sous peine de réduction importante du rendement.(La mesure de Zout reste compliquée par ailleurs). L'impédance de charge est calculée de façon à permettre , pour les montages linéaires, l'obtention de la plus grande puissance sans distorsion notable (liée aux tensions ou courants de déchets et linéarité des carracteristiques).

Un drain est en circuit ouvert, mais ce point est relié à l'inductance d'alimentation bifilaire, qui est en réalité un autotransformateur 1: 4. Il transformera la charge de 50 ohms en 12,5 ohms et l'appliquera au FET conducteur. Comme le FET a une résistance interne de 0,54 ohm, la résistance totale de l'alimentation à la masse est de 13,04 ohms. Si la tension d'alimentation est de 13,8 V, le courant d'alimentation (et le courant de drain du FET conducteur) sera de 1,058 ampères et la puissance d'entrée sera de 14,6 W. De cette puissance d'entrée, 0.57W sont dissipés dans le FET, tandis que la majeure partie de la puissance, 14.03W, va à la charge. Ainsi, le rendement est très élevé de 96%, grâce à l'impédance de la charge qui est beaucoup plus élevée que l'impédance de sortie.

Là je ne comprends pas tout, par quel effet une choc d'alimentation se transforme t elle en auto tranfo 1:4 ?? pas grave, admettons qu'un transfo 1:4 ramène en effet 50/4 = 12,5 Ohms . On donc une impédance de charge de 12,5 Ohms.
Mais d’où sortent les 0,54 Ohms ? ce n'est pas l'impédance de sortie du Fet montage en source commune .
En regardant ces courbes pour un MOSFET l'impédance de sortie se trouve en faisant : d(Vds)/d(Id)
Si l'impédance de sortie du trans sur ce montage était infinie , les courbes par valeur de tension de gate (Vg) seraient horizontales, elles ne le sont pas tout a fait bien sur, une estimation semble donner quelques kOhms pour d(Vds)/d(Id). Le montage, qui devra être chargé par une impédance basse se comportera en générateur de courant
tout comem un émetteur commun à transistor classique.
En chargeant avec 12,5 Ohms on est loin de quelques kOhms, le rendement sera correct.

En revanche, un montage en drain commun en ferait un générateur de tension à impédance interne basse, c'est possible aussi.

L'idéal, générateur de courant ou de tension est que l'impédance interne soit telle qu'un minimum de puissance soit dissipée dans la résistance interne.
Ta valeur de 0,54, est la résistance Ron en mode saturé, ceci n'a rien a voir avec l'impédance de sortie (Zds) sur un montage en drain commun.

Admettons une résistance interne de 2k, l'impédance de charge est de 12,5 Ohms, la perte de rendement est de 12,5/2000 soit 6,2% , l'idéal serait une impédance interne infinie comme pour tout bon générateur de courant . ...

Une bonne question est de savoir quelle est la valeur réelle de l'impédance de sortie des amplificateurs, en fonctionnement dans leur plage raisonnablement linéaire plutôt que dans la saturation.
Si les FET étaient parfaits, ils agiraient comme des sources de courant sous tension.

Absolument et ils ne sont pas parfaits , mais tu es parti sur un générateur de tension , regardes le graphe d(Vds/d(Id).

Ainsi, en l'absence de tout feedback, l'impédance de sortie serait infinie, étant donné qu'une modification de la tension de drain ne provoquerait aucune modification du courant de drain. Mais les FET ne sont pas parfaits et ont donc une impédance finie, qui varie constamment le long de la forme d'onde.

Je ne pige pas tout là , si l’impédance de sortie était infinie cela serait l'idéal et la linéarité du montage s'observe en faisant : d(Vds)/(dVgs)

Dans notre cas , là si la charge est de 12,5 Ohms , VCC = 13,8 V on doit sortir env 6,5 W maxi.

A plus

[Patrick_91]

Non,

Je ne pige pas tout là , si l’impédance de sortie était infinie cela serait l'idéal et la linéarité du montage s'observe en faisant : d(Vds)/(dVgs)

La linéarité s'observe en faisant varier Vgs et en observant Id pou un Vds donné. d(Vgs)/d(Id)

A plus

[quentin08]

Bonjour,

J'ai eu une réponse de f6bqu qui a eu la gentillesse de répondre à mon courrier dont les questions étaient portées sur :
- Ce qu'il se passe autour des transistors pour l'adaptation d'impédance
- La puissance de sortie

Je vais essayer de résumer en évitant de faire un copier/coller sauvage :

Le montage est fortement inspiré de la pièce jointe :
APT9702A.pdf

J'ai eu en plus quelques infos sur les transistors :
S'ils sont trop excités, on voit à l'analyseur de spectre que des distorsions d'intermodulations apparaissent. Or les radioamateurs sont obligés de respecter certaines spécifications
Malheureusement, il y a des bricoleurs qui ne cherchent qu'à obtenir le plus de puissance possible sans se soucier de la propreté.
L'avantage de ces transistors est leur prix, donc, si quelques uns fument pendant les tests, ce n'est pas si grave

Pour T1 :
C'est un symétriseur abaisseur d'impédance 4/1 pour adapter l'impédance entre l'atténuateur et les transistors (mais ça, c'était bien expliqué dans la description)

Pour T2 :
Il bloque la HF avec C4 et laisse passer le continu allant aux drains. C'est aussi un élévateur d'impédance 1/4 qui adapte les transistors au filtre
Le fonctionnement de T2 est décrit sur la pièce jointe en haut à gauche de la page 4
T1 et T2 sont des symétriseurs en tension : tensions identiques en amplitude et en opposition de phase côté symétrique

Pour T3 :
C'est un dé-symétriseur en courant : courants identiques en amplitude et en opposition de phase côté symétrique, de rapport 1/1. Sa résistance de passage est très faible car les courants sont en opposition de phase et les champs magnétiques s'annulent. L'impédance de ligne est donc extrêmement basse.

-L1, L2, C6 à C9 :
Filtre anti harmoniques

Pour les << 48 ohms drain à drain >>, ce n'était pas assez précis et prêtait à confusion, même si ces 48 ohms sont effectivement rapportés en parallèle sur les deux drains (12 ohms) par l'action de transformation d'impédance de T2, ce qui n'est pas évident à comprendre. Mais c'est plus compliqué que ça : il faudrait tenir compte d'autres éléments comme la capacitance et de ce fait rajouter des éléments compensateurs, comme expliqué dans le document
Mais à l'analyseur de spectre, sous 5-6 watts le signal est très propre et l'IMD du troisième ordre en-dessous des valeurs minimum recommandées, inutile donc de s'embêter avec ça.

La mesure de puissance a été refaite : 24 V crête sur charge de 50 ohms, donc presque 6 watts efficaces, aussi confirmé avec un wattmètre étalonné style Bird.
J'ai indiqué dans mon premier mail que quelqu'un dans cette discution avait émis l'idée qu'une partie du montage pouvait peut être se comporter comme une alim boost (en #33)
Puis, dans mon mail de réponse, j'ai aussi fait remarquer que c'était assez étrange d'avoir du 24 V crête en sortie sur la charge lorsque le montage est sous 13.8 V, mais je n'ai pas eu de réponse.
On ne sait donc pas exactement ce qu'il se passe
Le site parle de 12 V à 14 V d'alim pour sortir 5 à 6 W. Les 13.8 V d'alim, c'est sur le schéma
Mais ça correspond : (24/1,414)²/50 = 5.76 W

C'est une des seules de mes réalisations (avec le Pixie) qui sont fortement inspirées d'un montage existant, ici en l’occurrence un montage paru dans le "RSGB Handbook" qui se réfère à Drew Diamond VK3XU

La page du site va être modifiée, car elle ne donnait pas assez d'informations. Donc peut être que d'ici quelques jours ou quelques semaines, il y aura d'autres infos

[Patrick_91]

Hello,
Tu de vrais lui donner les coordonnées de Futura à l'ami f6bqu.
Si non

Puis, dans mon mail de réponse, j'ai aussi fait remarquer que c'était assez étrange d'avoir du 24 V crête en sortie sur la charge lorsque le montage est sous 13.8 V, mais je n'ai pas eu de réponse.
On ne sait donc pas exactement ce qu'il se passe.
Le site parle de 12 V à 14 V d'alim pour sortir 5 à 6 W. Les 13.8 V d'alim, c'est sur le schéma
Mais ça correspond : (24/1,414)²/50 = 5.76 W

La valeur moyenne de l'alim est 12V l'alternance négative descend a 0V l'alternance positive monte a 24V ce qui fait
24V Crête a crête : voir ce que j'avais donné :

Dans notre cas , là si la charge est de 12,5 Ohms , VCC = 13,8 V on doit sortir env 6,5 W maxi.

Au rendement près et a la propreté du signal près je ne suis d’accord ...

A plus

[quentin08]

Salut,

Tu devrais lui donner les coordonnées de Futura à l'ami f6bqu.

En effet, ce serait super de l'avoir parmi nous !
Il les a, je lui ai donné le lien de la discussion, et a dit que les questions étaient très pertinentes

La valeur moyenne de l'alim est 12V l'alternance négative descend a 0V l'alternance positive monte a 24V ce qui fait
24V Crête a crête

Attention, il a parlé de 24 V crête, pas crête à crête
Ça ferait 48 V crête à crête je pense

[Patrick_91]

Hello, oui c'est cela qui ne va pas ...
48 V càc -->>> 24V c ---> Veff = 16,97 V
Sur une impédance de 12,5 Ohm
Puissance RF = (16,97)²/12,5 = 23,03 W (théorique maxi) c'est a dire 4 fois la puissance (normal avec une tension d’alim doublée)
Hors avec 12,5 Ohms de charge et 12 V alim on sort 5,75 W ou un peu plus sous 13,8 V bien sur .....
En revanche les 24 V crête sont bien la quand on mesure sur la sortie 50 Ohms ... la oui .. mais cela ne fait que 5,75 W maxi ...
A plus

[quentin08]

Bonjour,

J'ai eu d'autres infos de f6bqu sur la tension plus élevée que l'alim qu'on mesure sur la charge fictive utilisée pour le test.
Si on a une tension plus élevée dans des amplis HF de ce type, ce n'est pas dû au rapport de transformation, mais à la présence d'un ou plusieurs transistors qui amplifient le courant dans leur drain ou collecteur, et donc la puissance. La tension élevée se voit sur un oscilloscope montant assez haut en fréquence. Bien sûr, l'impédance de charge fictive doit être adaptée au montage, la plupart du temps sur 50 ohms.
Donc, si j'ai bien compris, ce sont les appels de courant dans les bobines des transformateurs qui produisent des tensions élevées

Par exemple, un de ses ampli HF réalisé sort 200 W sous 13.8 V, on mesure un peu plus de 280 V crête à crête sur charge non rayonnante de 50 ohms
Ce qui fait 140 V crête -> 99 V efficace -> 196 W sous 50 ohms

La tension d'alimentation n'a rien à voir avec la puissance de sortie d'un ampli.
Elle est simplement adaptée aux types de transistors (13.8 V pour les transistors silicium, 24 V, 48 V ou plus pour les Vmos ou LDmos). Évidemment, l'alim doit suivre et donner suffisamment de courant.
Celle utilisée pour l'ampli de 200 W est une alim à découpage 13.8 V / 40 A (je croyais qu'il fallait éviter les alims à découpage en RF à cause du bruit, mais ça doit être possible dans certains cas)

Doc sur le fonctionnement des baluns/symétriseurs :
https://www.robertponge.com/telechar...oks/baluns.pdf

[Patrick_91]

Bonjour,
J'aime bien les considérations poétiques, mais pour ce qui concerne les amplis vaut mieux faire les calculs dans le bon sens.

J'ai eu d'autres infos de f6bqu sur la tension plus élevée que l'alim qu'on mesure sur la charge fictive utilisée pour le test.
Par exemple, un de ses ampli HF réalisé sort 200 W sous 13.8 V, on mesure un peu plus de 280 V crête à crête sur charge non rayonnante de 50 ohms
Ce qui fait 140 V crête -> 99 V efficace -> 196 W sous 50 ohms

Oui forcément 200 W sur 50 Ohms cela donne 100V (tension alternative qui n'a rien a voir avec VCC mais avec la conception de l'ampli) (racine de PR) et il s'agit de la tension sur antenne fictive, pas sur les collecteurs ou drains des transistors.

Ceci dit la tension d'alimentation DC doit être compatible avec les limites technologiques des éléments de puissance , et aussi en fonction de l'application , a ce qui est possible ou réaliste , par exemple les tensions de batteries existantes.
La première chose a faire pour designer un ampli est de définir la droite de charge et sa pente de façon a sortir la valeur de l'impédance optimale de charge des transistors , pour donner le meilleur rendement possible, pas l'impédance de l'antenne , on la connait, mais celle qui sera appliquée aux éléments de puissance .
On l'a déjà évoquée, elle vaut: P=U²/R --> RL= VCC²/2P
SI on applique dans ton cas (13,8 V et 200 W) cela fait : RL = 0,47 Ohms d'impédance de charge.
En passant cela donne le courant crête dans les éléments de puissance : (Pc=UcIc) Ic= Pc /VCC = 400/13,8V = 28,9A crête ou 20,4 A rms.
Il faut déjà des éléments de puissance pouvant encaisser plus de 30 A !!(contrainte évidente).

Si on a une tension plus élevée dans des amplis HF de ce type, ce n'est pas dû au rapport de transformation,

Bien sur que si, comme dans tous les transfos , l'objectif étant de présenter une charge de 0,47 Ohms aux transistors de puissance , le travail du transfo est de ramener l'impédance présentée a la sortie de l'ampli (50 Ohms) à la valeur voulue, pour rester sur votre exemple : 0,47 Ohms . Sur les les drains ou collecteurs la tension maxi est 27,6V c à c ET 13,8 V DC moyen.
Si je me souviens bien, le rapport de transformation dont on aura besoin vaudra : racine(50/0,47) ~= 10 !! ce qui est beaucoup mais possible. Les tensions sur 50 Ohms a la sortie seront 10 fois plus élevées, la tension DC éliminée bien sur.
Solution raisonnable augmenter la tension d'alimentation substantiellement 24 V et refaire les calculs.
Pour faire court ce rapport de transformation sous VCC = 24 V sera de 6 ce qui semble plus raisonnable.
La puissance a sortir dépend pratiquement de la tension d'alim, de la technologie des transfos, des transistors, c'est un mix a ajuster en fonction des contraintes de départ.

Donc, si j'ai bien compris, ce sont les appels de courant dans les bobines des transformateurs qui produisent des tensions élevées

Non pas du tout, il n'y a rien de magique ce qui régit tout ceci sont la loi d'Ohm, les formules sur la puissance et les lois de base sur les transformateurs.
Bien sur tous les calculs sont faussés dans la réalité, par les tensions de déchet , les effets de seuil, les impédances parasites, qui tous contribuent a baisser le rendement naturellement.

J'ai compris d’où venait le problème, la mesure de tension au scope était faite sur la charge de 50 Ohms et non pas sur les drains des transistors. Il avait été dit que le ratio du tranfo balun était de 1 mais c'était impossible bien sur (il devait être dans les enivrions de 1,5 à 2. Ce genre de mesure peut être faite, avec une charge a la sortie de l'ampli, on peut mesurer au scope les tensions crête drains/source , on obtiens forcément les bonnes valeurs.

Celle utilisée pour l'ampli de 200 W est une alim à découpage 13.8 V / 40 A (je croyais qu'il fallait éviter les alims à découpage en RF à cause du bruit, mais ça doit être possible dans certains cas)

Oui cela peut gêner en réception ...
Sous 48 V cela fera un courant moyen de 5,3 A donc une alim 7Aou 8A fera l'affaire a l'aise. Sous 13,8 V comme vu plus haut , avec un simple push-pull et des transfos bobinés on doit pouvoir tirer 200 W sous 13,8 V avec un courant d’alim de 20A à 25A avec des transistors adaptés en effet.(en HF) (courant crête ~30A).
On peut théoriquement utiliser des tensions d'alimentation variées mais pratiquement , en fonction de la puissance désirée, on sera amené à augmenter la tension et a coupler des étages de sortie pour obtenir des 2kW sous 48 V avec des semi conducteurs, mais c'est une autre histoire.

A plus