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Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant



  1. #1
    thomas.trautenberger

    Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant


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    Bonjour à tous,

    Tout d'abord, je suis un grand fan de futura et j'ai déjà grâce à cette communauté trouvé un nombre incroyable de réponses à mes questions dans pleins de domaines. Néanmoins, aujourd'hui, malgré mes recherches, je ne trouve pas mon bonheur.
    Je me permets donc de créer ce fil de discussion pour être soit orienté vers une réponse d'une autre discussion ou recherche internet qui me rapprocherait de mon but.

    Déjà pour commencer, je me présente Thomas, je suis fan d'électronique. Je pense être un amateur encore dans le domaine. Mon but est d'en apprendre un peu plus chaque jour.
    J'ai tenté de concevoir un système qui devait me permettre d'exploiter une éolienne au mieux de ses capacités. En tout cas mieux que si elle était simplement branché directement sur des batteries. Les batteries sont câblées pour fonctionner en 12v.
    L'éolienne est une Hornet pour les connaisseurs. Pour les autres c'est une éolienne triphasé 6 pales faite pour fournir 600W de puissance nominale à 50 km/h de vent. Elle fonctionne selon le constructeur dans une plage de tension entre 0 et 100V.

    Ce dit système était donc sensé être un mppt. Le but étant de faire varier un rapport cyclique pour trouver un point de fonctionnement optimal de l'éolienne afin de maximiser la puissance entrante dans les batteries.
    J'ai utilisé une architecture buck synchrone piloté par 2*3 mosfet type n FDA24N40F piloté par un driver demi-pont ir2184 à une cadence fixée par une arduino à 62.5 kHz. La bobine de sortie est fabriquée maison. Je l'estime à environ 68uH. Cette valeur a été calculé d'après la fréquence d'oscillation amortie observée à l'oscilloscope dans un circuit LC donc C est connu.

    Après avoir fait mon maximum pour dimensionner au mieux ce circuit pour le rendre fonctionnel (avec des fonds de tiroirs dont notamment les mos), je suis passé par une phase de test. Et la c'est le drame !
    Non je n'ai rien grillé. Mais par contre mon soucis est que le montage est alimenté par batterie (celles à charger) et de l'autre pour le test branché sur un panneau photovoltaïque de 100W avec Voc de 21V, le convertisseur ne parvient pas à injecter le moindre courant dans la batterie. Il se comporte uniquement comme un convertisseur boost et me charge à plus de 200V les condensateurs d'entrée. Peu importe le rapport cyclique.

    Je me suis donc un peu renseigné et j'ai pu constater que cette architecture est à priori réversible en courant. Avec des paramètres comme la différence entre la tension d'entrée et de sortie, le rapport cyclique,l'inductance de la bobine, la fréquence de découpage.

    https://pageperso.lis-lab.fr/zhongli...1-Hacheurs.pdf

    Après avoir lu ce pdf, je me rends compte que je dois maintenir mon Imoyen >0. Or d'après ce pdf page 4 on trouve une équation donnant le courant moyen Imoyen=(1-alpha)*E*alpha*T/2*L. C'est donc bien très proche de ce que je recherche !

    En effet, je cherche pour une différence de tension donnée entre l’entrée et la sortie de mon montage dans quel zone de rapport cyclique je peux travailler en mode Buck ? Donc soit Imoyen fonction de alpha et (Ein-Eout).
    Sauf que la ce pdf parle une fois de de E1 une fois de E2, une fois de E...

    J'aimerais donc démystifier avec vous cet aspect afin que je puisse définir dans quel plage mon convertisseur va pouvoir travailler en fonction de la tension entrée et de sortie je vais avoir.

    Peut être juste un problème de maths ?

    Je vous remercie si vous avez lu jusqu'ici mon déballage de projet et vous remercie d'avance du temps que vous passerez à me répondre .

    Bien sûr, s'il manque schéma explications ou d'autres informations, je ferai mon maximum pour y répondre.

    Thomas.

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  3. #2
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    Un convertisseur buck synchrone/bidirectionnel (et donc fonctionnant en CCM) peut être toujours vu comme une boite noire avec deux ports reliés par la relation V1/V2 = dc, où dc est le rapport cyclique.
    Ici, la tension de sortie V1 du convertisseur est fixée par la batterie tandis que la tension d'entrée V2 :
    - est relié au courant d'entrée par les caractéristiques de la source (modélisable, au moins localement, par un circuit de Thévenin linéaire).
    - est reliée à V1 par la fonction de transfert du convertisseur : V1/V2 = dc
    Pour transférer de la puissance de la batterie vers l'éolienne (et supposant que ce soit possible, i.e. qu'il n'y ait rien pour empêcher ce transfert de puissance -- e.g. un pont de diodes), il faut que la tension d'entrée V2 soit supérieure à la tension à vide délivrée par l'éolienne. Il faut pour cela que le rapport cyclique soit inférieur à V1/V°. Note que seuls interviennent dans l'équation le rapport cyclique et les tensions -- ce qui justifie/autorise le modèle "boite noire".

    On peut supprimer la réversibilité en courant en utilisant un buck non synchrone, i.e. en remplaçant le MOSFET low-side par une diode (on autorise alors également le focntionnement en DCM et augmente les pertes).

    Pour aller plus loin, il faudrait un schéma complet du circuit et des photos de la maquette.
    As-tu vérifié la tenue en saturation de l'inductance ? Quelques photos seraient appréciables. D'où vient le noyau ?
    De quelle instrumentation disposes-tu (oscillo, sondes de courant, etc.) ?
    Dernière modification par Antoane ; 12/08/2020 à 19h13.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

  4. #3
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonsoir Antoane et tout d'abord merci de ta réponse.

    Il faudra patienter jusqu'à demain pour que je prépare un schéma et des photos à peu près propres.

    Pour le matériel je ne dispose pas de grand chose : un vieil oscilloscope à deux canaux, un multimètre, une tonne de composants de récupération..., une alimentation de pc, des breadboards...en bref un matériel rudimentaire pour un électronicien.

    La bobine est en fait composé de 2 noyaux provenant chacun d'un transformateur d'alimentation à découpage d'ancienne télé à tube cathodique. Le milieu de ce transfo contient un espace : un entrefer si je ne me trompe pas.
    Elle sont bobinés avec un fil de litz fait maison dont chaque fil fait 0.3 mm il me semble. J'en ai assemblé assez pour obtenir une section de 6mm². Chaque bobine fait une dizaine de tour.
    Pour la saturation du noyau, avant de monter le tout dans une boite, j'avais fait un test avec charge du convertisseur buck qui délivrait quelques ampères à une ampoule H4. En regardant les formes d'ondes à différents endroits du montage, il y a rien qui laissait présager d'une augmentation anormale de courant due à une saturation. Mais j'émets des doutes étant donné que je ne suis pas certains de ce que j'ai pu observer ni que cela soit valable dans des gammes de courants plus importants. (Peut être pas la bonne instrumentation pour ?)
    Si je passe a un buck non synchrone, il faudra que je trouve une autre solution pour alimenter la partie "high-side" de la commande qui se fait via un montage " boostrap".
    Mais on y verra plus clair d'ici demain avec le schéma.

    D'ici là je souhaite à tout le monde une bonne soirée.

    Thomas.

  5. #4
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,
    Citation Envoyé par thomas.trautenberger Voir le message
    La bobine est en fait composé de 2 noyaux provenant chacun d'un transformateur d'alimentation à découpage d'ancienne télé à tube cathodique. Le milieu de ce transfo contient un espace : un entrefer si je ne me trompe pas.
    Chaque bobine fait une dizaine de tour
    Quelle est la longeur de l'entrefer et la section du noyau magnétique ?
    Combien y a-t-il de tours ?

    La saturation se mesure assez bien en connectant la bobine sur une alimentation au travers d'un transistor, et en mesurant le courant y circulant (par exemple avec un shunt entre la source du transistor et la masse). On applique ainsi une impulsion de tension au composant. Si la bobine est bien linéaire, le courant croit linéairement (pente E/L), tandis que la croissance s'accélérera en arrivant en saturation.

    Si je passe a un buck non synchrone, il faudra que je trouve une autre solution pour alimenter la partie "high-side" de la commande qui se fait via un montage " boostrap".
    Le bootstrap fonctionne bien avec un buck non-synchrone, à condition que le courant de sortie soit suffisant : il suffit que la diode de roue-libre conduise pendant un temps suffisant.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

  6. A voir en vidéo sur Futura
  7. #5
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    Comme promis j'ai terminé la schématique et j'ai pris quelques photos de la maquette. Ne me jugez pas trop sévèrement sur la propreté de ce montage expérimental.
    J'ai pris la liberté de faire un petit synoptique du circuit afin de rendre la chose peut être plus claire.
    J'ai décelé un défaut de soudure de ma part en démontant le circuit qui fait que seulement un des trois mosfet était piloté côté "low-side".

    La section des noyaux magnétiques sont de chacun 527mm² avec un entrefer de 0.7mm (mesuré au pied à coulisse).
    chaque bobine comporte 12 tours de fil 6mm². Les bobines sont branchées en série. Selon les feuilles que j'ai retrouvé lors de la conception du circuit, où j'avais étudié les noyaux en enroulant une spire autour de chaque noyau et en mesurant l’inductance correspondante, j'avais trouvé 2.2µH/tour. Donc en fait d'après cette valeur et le nombre de tour il semblerait que la bobine soit en réalité plus proches des 52µH. Autant pour moi.

    Je vais tenter cet après midi de mesurer le courant de saturation des bobines via le montage proposé. En espérant que mon alimentation de pc débite un courant suffisant ! En plus avec la pente dont le coefficient est E/L, je pourrais peut être mieux estimer encore l'inductance !

    Cela m'a rappelé une vidéo de ce monsieur qui fait la même chose : https://youtu.be/SOSlQRpVnRs

    Super nouvelle pour le boostrap via diode ! Si je comprends bien en fait durant la phase de roue libre, le "boost cap " se charge au travers de la charge sur la sortie ??


    Voilà j'espère que toute ces infos permettront d'y voir plus clair.

    Thomas.
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    Dernière modification par Antoane ; 13/08/2020 à 12h36. Motif: Conversion de la pj .pdf-> .png

  8. #6
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    la broche Vs du driver doit être reliée au point milieu de la cellule de commutation, sans quoi le driver High-Side (HS) ne peut référencer sa tension de commande à la source du mosfet HS.

    C2 est probablement mal dimensionné : il doit absorber les oscillations du courant avec une faible ESR.
    Il faut bien "tout" découplé : 7809, LM324, driver HS (en particulier si tu améliores le circuit en accélérant les commutations), cellule de commutation (en particulier si tu améliores le circuit en accélérant les commutations).
    La commande de SD pourrait probablement être simplifiée en faisant un OU à diodes et en supprimant les PNP.

    Le mosfet est un monstre (400 V - 23 A - 150 mOhm), avec 3 en parallèle, la capacité de grille équivalente est de ~15 nF. Les résistances de grilles sont comparativement énormes (Ca pourra être amélioré ultérieurement pour augmenter le rendement).

    Selon les feuilles que j'ai retrouvé lors de la conception du circuit, où j'avais étudié les noyaux en enroulant une spire autour de chaque noyau et en mesurant l’inductance correspondante, j'avais trouvé 2.2µH/tour. Donc en fait d'après cette valeur et le nombre de tour il semblerait que la bobine soit en réalité plus proches des 52µH. Autant pour moi.
    L'inductance est en N².

    Le courant de saturation de tes bobines devrait être de l'ordre de 10 A (Bmax * l/N/µ0, avec Bmax ~0.2 l'induction max, l la longueur de l'entrefer, N le nombre de tours, µ0 ~4E-7*pi la perméabilité du vide).

    Il faudrait une protection hardware de la fin de charge.
    Il serait souhaitable d'avoir des protections en température. C'est facile à faire (une diode ou un BJT font un bon capteur -- il suffit de mesurer le Vbe sous un courant donné, la sensibilité est alors de ~2 mV/K, mais on peut aussi faire mieux et plus complexe voir ici ou par exemple) et peut apporter une bonne protection.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

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  10. #7
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    merci pour ces commentaires.

    Bon déjà petite bêtise de ma part, en réalité la broche Vs du driver est bien reliée entre les deux cellules de commutations. C'est un oubli dans le schéma.

    Pour le condensateur de sortie, c'est un Panasonic 1000µF 35v que j'ai spécialement acheté afin d'avoir un datasheet et un composant neuf étant donné sa criticité. Son impédance de sortie est de 0.018 Ohm à 100kHz d'après le datasheet:

    http://www.farnell.com/datasheets/28...4aAltDEALw_wcB

    En me basant sur le document de Texas instrument (équation 1,2, 12), d'après les paramètres de mon circuit, je trouve un condensateur de taille minimale de 650µF (en choisisant 10mV d'ondulation de tension)
    En prenant l'impédance de mon condensateur pour 100kHz et en l'adaptant à la fréquence de mon circuit, je trouve 25mOhms. En utilisant l'équation 2 et 13 je trouve un delta Vout de 80mV environ.
    Si je comprends bien donc en réalité si je veux respecter une ondulation de tension de 10mV il me faudrait quelque chose comme 8000µF en sortie ?!?

    document pdf TI:

    Basic Calculation of a Buck Converter's Power Stage (Rev. B)

    Bon étant donné que je ne suis pas un expert, j'accueil bien sur la critique et si par malheur j'ai fait une grande bêtise je m'en excuse. Pouvez vous m'expliquez comment vous faites pour dimensionner un condensateur de sortie sur ce genre de montage ?

    Et pour le reste des composants, j'avais trouvés quelques calculs pour le condensateur Boostrap ou j'ai pris la valeur minimum et pris 5 fois au dessus. LM7809, des conseils ? Ceux de la datasheet sont peut être suffisant ?
    Même principe avec delta Vout mais pour le reste comme l'arduino, le driver ? On se fixe un seuil d'ondulation à ne pas dépasser et on en déduis la capacité minimale ?

    Ensuite pour la bobine,

    que voulez-vous dire par inductance en N² ? L'inductance augmente en fonction du nombre de spires au carré ? ou l'inverse si on double les tours on augmente par 4 l'inductance ?

    J'ai fait une mesure hier, en me basant sur le circuit que vous m'avez proposé. Bon déjà, petite erreur de ma part j'ai grillé instantanément une résistance Shunt qui visiblement était un peu trop élevée pour ce cas !
    Je me suis donc fabriqué une petite résistance basé sur un morceaux de fil de fer suffisamment gros pour ne pas chauffer. En prenant la résistivité du fer puis la longueur, j'ai eu une bonne approximation de la résistance.
    La encore, j'ai eu une surprise : montage alimenté sous 5V. La résistance "maison" d'après calcul fait 14mOhm. L'oscilloscope réglé sur 0.2v par division , j'atteins la saturation...de mon alimentation avant celle de la bobine. Soit à 2 divisions ( la tension aux bornes de la résistance plafonne ). Si d'après la loi d'Ohm on trouve 0.2volt/division*2 divisions/0.014Ohm soit 28 ampères !!! Ça m'embête un peu parce qu'on est quand même déjà au double du résultat calculé...

    Je joins bien sur une photo prise tant bien que mal au montage des formes d'ondes vue sur oscilloscope.

    Pour la fin de charge hardware, le 3ème AOP est un comparateur à hystérésis qui surveille la tension batterie et qui déclenche à 15 volts il me semble.
    A moins que l'on parle de fin de charge dans un domaine de fonctionnement normal, juste au cas ou le µC plante ou autre. Auquel cas bien sur j'aimerais bien deux trois conseils sur le sujet !

    Pour la surveillance en température, c'est vrai que vu la puissance en jeu, c'est peut être mieux...
    Je suppose qu'on parle de surveiller la température des transistors via le radiateur ainsi que éventuellement les bobines ?

    Je pensais carrément utiliser des sondes de température issu des circuits de protection pour ampli de voiture par exemple. Mais étant donné la curiosité que tu me présentes, j'ai quand même envie de tenter cette histoire avec une diode ou BJT. Juste pour le plaisir de l'expérience.

    Je note pour les MOS qui sont monstrueux...Mais il fallait une tenue minimale en intensité et jusqu'à 100v pour la plage de l'éolienne. J'avais que ceux-là, inadaptés certes, mais gratuits.
    Pour les résistances de charge de la "Gate", j'ai pris en fonction de la capacité des mos et du courant de charge maximum que pouvait débiter le driver.
    J'ai peut être mal compris quelque chose, si tu as des valeurs plus plausibles, je prends !

    Je ne savais pas non plus que l'on pouvait réaliser une opération logique OU avec de simples diodes. La aussi je vais me renseigner.

    Merci en tout cas pour le temps que vous prenez pour me conseiller et m'aiguiller.

    Thomas.
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  11. #8
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,
    Citation Envoyé par thomas.trautenberger Voir le message
    Pour le condensateur de sortie, c'est un Panasonic 1000µF 35v que j'ai spécialement acheté afin d'avoir un datasheet et un composant neuf étant donné sa criticité. Son impédance de sortie est de 0.018 Ohm à 100kHz d'après le datasheet:

    http://www.farnell.com/datasheets/28...4aAltDEALw_wcB
    C'est un "low ESR" (c'est bien), environ 16 mOhm
    Note que le courant RMS max est de 2.6 A (page 5 de la datasheet) seulement.

    En me basant sur le document de Texas instrument (équation 1,2, 12), d'après les paramètres de mon circuit, je trouve un condensateur de taille minimale de 650µF (en choisisant 10mV d'ondulation de tension)
    Pour ça, tu supposes que le système débite sur une source de courant constant, alors qu'en fait, tu débites sur une batterie, c'est à dire une quasi-source de tension. Tu pourrais presque supprimer le condensateur

    En prenant l'impédance de mon condensateur pour 100kHz et en l'adaptant à la fréquence de mon circuit, je trouve 25mOhms.
    Comment calcules-tu ça ?
    C'est un circuit RC série 1 mF - ~16 mOhm.
    Mais il faudrait aussi prendre en compte l'ESL du condensateur, qui peut être réduite en utilisant des technologies plus performantes (e.g. condensateurs céramique) et/ou en utilisant de multiples composants en parallèle.

    Mais ça importe peu ici étant donnée la nature de la charge (une batterie).

    Et pour le reste des composants, j'avais trouvés quelques calculs pour le condensateur Boostrap ou j'ai pris la valeur minimum et pris 5 fois au dessus.
    Le condensateur que tu as choisis va être "loin" du driver, et par suite ajouter une impédance parasite dans le circuit de grille. Il faudrait ajouter un condensateur céramique de ~1 µF en parallèle, au plus près du driver.

    LM7809, des conseils ? Ceux de la datasheet sont peut être suffisant ?
    Oui.
    Même principe avec delta Vout mais pour le reste comme l'arduino, le driver ? On se fixe un seuil d'ondulation à ne pas dépasser et on en déduis la capacité minimale ?
    La détermination des condensateurs de découplage n'est pas triviale, elle demande de bien connaitre le système, son environnement, et d'avoir des moyens de design, de simulation, de test.
    A défaut, on met des valeurs typiques : 100 nF à 1 µF dans un petit boitier.

    Ensuite pour la bobine, que voulez-vous dire par inductance en N² ? L'inductance augmente en fonction du nombre de spires au carré ? ou l'inverse si on double les tours on augmente par 4 l'inductance ?
    L'inductance est proportionnelle au carré du nombre de tours : si on double les tours on augmente par 4 l'inductance.
    J'ai fait une mesure hier, en me basant sur le circuit que vous m'avez proposé. Bon déjà, petite erreur de ma part j'ai grillé instantanément une résistance Shunt qui visiblement était un peu trop élevée pour ce cas !
    Je me suis donc fabriqué une petite résistance basé sur un morceaux de fil de fer suffisamment gros pour ne pas chauffer. En prenant la résistivité du fer puis la longueur, j'ai eu une bonne approximation de la résistance.
    La encore, j'ai eu une surprise : montage alimenté sous 5V. La résistance "maison" d'après calcul fait 14mOhm. L'oscilloscope réglé sur 0.2v par division , j'atteins la saturation...de mon alimentation avant celle de la bobine. Soit à 2 divisions ( la tension aux bornes de la résistance plafonne ). Si d'après la loi d'Ohm on trouve 0.2volt/division*2 divisions/0.014Ohm soit 28 ampères !!! Ça m'embête un peu parce qu'on est quand même déjà au double du résultat calculé...

    Je joins bien sur une photo prise tant bien que mal au montage des formes d'ondes vue sur oscilloscope.
    Mon estimation de Isat ~ 10 A est très approximative (à la louche : -20/+100%).
    Ton estimation de la résistance du shunt est probablement très approximative aussi
    En ajoutant un gros condensateur en sortie de l'alimentation et avec un rapport cyclique très bas, tu devrais pouvoir tester la saturation sur des courants beaucoup plus grands. Dans ce test, comment démagnétises-tu la bobine testée ? Pour faire une bonne mesure, il faut vérifier que la tension aux bornes du MOSFET est proche de 0, et que celle aux bornes de la bobine est quasi-constante.

    Je suppose qu'on parle de surveiller la température des transistors via le radiateur ainsi que éventuellement les bobines ?
    Oui, l'avantage d'utiliser un BJT ou une diode en boitier TO220 est que c'est facile à visser sur le radiateur avec les composants de puissance.

    Pour les résistances de charge de la "Gate", j'ai pris en fonction de la capacité des mos et du courant de charge maximum que pouvait débiter le driver.
    J'ai peut être mal compris quelque chose, si tu as des valeurs plus plausibles, je prends !
    Les données du bas de la page 3 ne sont pas des absolutes max ratings à ne pas dépasser, mais une garantie du constructeur quant aux performances du composant. Tu peux diminuer les résistances de grille pour accélérer les commutations et diminuer les pertes par commutation. Cela devrait cependant augmenter les oscillations et surtension au blocage. Avec un bon routage, des valeurs de l'ordre de la dizaine d'ohm, voir moins, devraient convenir.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

  12. #9
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Re-bonjour,

    Formidable de savoir que ce condensateur n'est plus un problème . Merci à la nature des batteries.

    Si non pour les 25mOhms calculé, j'ai pris juste 1/(C*2*pi*f) soit l'impédance d'un condensateur . En parlant de ça, encore une erreur de ma part puisqu'en refaisant le calcul je trouve 2.5mOhm. En plus c'est pas du tout du sinus donc j'ai rien dit . Ce qui veut dire que le reste de l'ESR vient de la résistance des pattes et autres ??

    Pour le driver, entre VCC en GND j'avais mis un condensateur plastique ( type "WMA") de 470nF. Il est collé au boitier.
    Si tu me conseils plutôt du céramique, va falloir que je fasse des fouilles parce que de mémoire j'en ai que des toutes petites capacités en céramique. Bon le LM7809 est aussi déjà équipé de capacités que j'ai encore une fois oublié de mentionner sur le schéma. Il me reste juste à en mettre près du microcontrôleur.

    Pour la bobine, honte à moi je n'ai rien démagnétisé et je ne sais pas trop comment m'y prendre pour faire ça convenablement. Même si je suppose que ça passe par créer un champ magnétique inverse au champ rémanent pour partir sur B=0 dans la bobine ? (En fait dans ma tête avec ce genre de noyau, il n'y avait jamais de champ rémanent. Mais bon j'ai beaucoup d'imagination). J'ai simplement mis une diode de roue libre pour éviter les pics de tension.
    Encore une fois il me faut quelques lumières ....
    Si non, c'est vrai que ma résistance, c'est plutôt du plus ou moins 100% . Peut être que je trouverai un jour dans mes platines une résistance shunt un peu plus digne de ce nom !

    Alors j'utilise un transistor MOS pour ce test (IRF3205) donné pour 8mOhm à l'état passant. Comme ça chauffait un peu malgré le dissipateur durant le test je pense que pour la suite j'en mettrais deux ou trois en parallèle. Je pense que la résistance sera suffisamment faible pour que la tension à ses bornes soit proche de 0.

    Pour vérifier ça au près de la bobine, vu qu'on fait grimper le courant, pourquoi la tension devrait être constante ? A part au multimètre, je ne vois pas trop comment mesurer une tension à cet endroit. Je ne peux pas mettre l'oscilloscope à cet endroit aux bornes de la bobine car cela provoque un court-circuit dans mon cas.
    J'imagine que c'est un peu pour ça qu'on a inventé la sonde différentielle que je ne possède pas encore ?

    Après ces éclaircissements, je ferai à nouveau des tests en mettant un bon paquet de condensateur et en passant cette fois en 12V histoire que la montée en tension soit un peu plus rapide. Au pire si ça ne suffit toujours pas , je passe sur une batterie de voiture .

    Avant de faire un test il va aussi falloir que je vois comment on fabrique une source de courant !
    Donc le protocole est à peu près : choisir une diode ou BJT et regarder le datasheet.
    Trouver une valeur de courant dans laquelle la variation de Vbe en fonction de T nous arrange.
    Dimensionner la source de courant en conséquence.
    Calculer la valeur de Vbe pour la tension seuil de déclenchement et ensuite créer la bascule en conséquence qui va piloter SD sur le driver

    J'ai tout bon ?

    Des BJT en TO220 ça je devrais pas avoir de mal à en trouver vu la quantité de télé que j'ai démonté.

    Je note pour les valeurs de résistance pour les MOS. Je les modifierai une fois que le reste fonctionnera.

    Encore une petite remarque : vu le courant déjà trouvé pour la bobine comment ça se fait que lors de l'essai avec le panneau photovoltaïque, je n'ai pas réussi à injecter le moindre courant, peut importe le rapport cyclique ?
    Est ce que c'est lié au défaut de soudure qui faisait que commuter un des trois MOS côté LOW-SIDE ?

    En fait, j'ai une hypothèse : Si le côté high-side n'est pas bien alimenté, il ne peut jamais amener de courant du panneau et donc le système se comporte comme un convertisseur boost à tous les rapports cycliques.
    Pour vérifier cette hypothèse, je pensais mettre l'entrée IN à l'état haut et alimenter en flottant via une batterie le côté high-side du driver pour voir si un courant en entrée circule ou non.

    Qu'en penses-tu ?

    Thomas.

    PS: Le week-end je ne réponds généralement pas. Histoire de faire autre-chose ...

  13. #10
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,
    Citation Envoyé par thomas.trautenberger Voir le message
    Si non pour les 25mOhms calculé, j'ai pris juste 1/(C*2*pi*f) soit l'impédance d'un condensateur . En parlant de ça, encore une erreur de ma part puisqu'en refaisant le calcul je trouve 2.5mOhm. En plus c'est pas du tout du sinus donc j'ai rien dit . Ce qui veut dire que le reste de l'ESR vient de la résistance des pattes et autres ??
    A 100 kHz, l'impédance de la capacité du condensateur est de ~1.6 mOhm. Or, l'impédance spécifiée |ESR + 1/jCw| vaut 18 mOhm. L'ESR vaut donc environ 18 mOhm.
    L'impédance à 62.5 kHz de la capacité vaut 2.5 mOhm, l'impédance vaut alors |ESR + 1/jCw| ~ 20 mOhm.
    Le signal n'est pas sinus, mais cette impédance a déjà un certain intérêt.

    Pour le driver, entre VCC en GND j'avais mis un condensateur plastique ( type "WMA") de 470nF. Il est collé au boitier.
    Ca devrait convenir.

    Pour la bobine, honte à moi je n'ai rien démagnétisé et je ne sais pas trop comment m'y prendre pour faire ça convenablement. Même si je suppose que ça passe par créer un champ magnétique inverse au champ rémanent pour partir sur B=0 dans la bobine ?
    C'est pas ce que j'entends par démagnétisation : lorsque le MOSFET est passant, le courant croît dans la bobine. Pour que la mesure soit correcte, il faut que le courant soit nul lors de la mise en conduction du MOSFET. Il faut donc que le courant redescende pendant que le MOSFET est bloqué -- c'est la démagnétisation, l'énergie stockée dans le composant doit "partir".

    J'ai simplement mis une diode de roue libre pour éviter les pics de tension.
    Donc, pendant que le MOSFET est bloqué, le courant se maintient (à pas grand chose près) dans la bobine.

    Une façon de faire sera de diminuer fortement le rapport cyclique (e.g. 1-10 %

    (En fait dans ma tête avec ce genre de noyau, il n'y avait jamais de champ rémanent.).
    En effet, c'est un matériau magnétique doux, donc avec peu de rémanence (les pertes par hystérésis seraient autrement colossales).

    Si non, c'est vrai que ma résistance, c'est plutôt du plus ou moins 100% . Peut être que je trouverai un jour dans mes platines une résistance shunt un peu plus digne de ce nom !
    Tu peux aussi calibrer le set-up, i.e. mesurer cette résistance en y envoyant un "fort" courant connu, mesuré avec un multimètre.

    Alors j'utilise un transistor MOS pour ce test (IRF3205) donné pour 8mOhm à l'état passant. Comme ça chauffait un peu malgré le dissipateur durant le test je pense que pour la suite j'en mettrais deux ou trois en parallèle.
    http://www.irf.com/product-info/data...ta/irf3205.pdf
    Avec une résistance thermique jonction-ambiant de 62 K/W et 8 mOhm, avec un dissipateur en plus... Peut-être les pertes viennent-elles d'ailleurs (pertes par commutation à cause d'un driver lent, ou d'une inductance parasite importante, ou une diode mal choisie).

    Pour vérifier ça au près de la bobine, vu qu'on fait grimper le courant, pourquoi la tension devrait être constante ? A part au multimètre, je ne vois pas trop comment mesurer une tension à cet endroit. Je ne peux pas mettre l'oscilloscope à cet endroit aux bornes de la bobine car cela provoque un court-circuit dans mon cas.
    Il faut vérifier que la tension entre la masse et le drain du MOSFET est << à la tension d'alimentation du montage, et que la tension sur l'autre broche de la bobine reste fixe.

    Au pire si ça ne suffit toujours pas , je passe sur une batterie de voiture .
    Oui, mais attention : https://www.youtube.com/watch?v=LwfPaUd274E

    Avant de faire un test il va aussi falloir que je vois comment on fabrique une source de courant !
    Il y a mil façons de faire, une simple résistance peut suffire.

    Donc le protocole est à peu près : choisir une diode ou BJT et regarder le datasheet.
    La datasheet du BJT ou de la diode n'aidera pas.
    Ca marche aussi avec un MOSFET dont la grille et le drain sont en court-circuit (avec un coefficient de température de l'ordre de -4 mV/K).

    Trouver une valeur de courant dans laquelle la variation de Vbe en fonction de T nous arrange.
    Ca marche avec à peu près avec n'importe quel courant... mais les mesures sont sympa à faire. Quelques résultats de mesure :
    fs252.jpg
    J'ai testé deux diodes (courbe rouge et courbe bleue). Chaque courbe de la figure du haut montre la relation entre la tension de seuil et la température, pour une valeur donnée de courant comprise entre 200 µA et 10 mA.
    La courbe de gauche est déduite (par extrapolation) de celle du haut, elle montre la relation entre tension de seuil et courant direct à la température 0 °C.
    La courbe de droite est déduite de celle du haut, elle montre la pente des courbes de la figure du haut en fonction du courant.

    J'ai tout bon ?
    Oui.

    Encore une petite remarque : vu le courant déjà trouvé pour la bobine comment ça se fait que lors de l'essai avec le panneau photovoltaïque, je n'ai pas réussi à injecter le moindre courant, peut importe le rapport cyclique ?
    Est ce que c'est lié au défaut de soudure qui faisait que commuter un des trois MOS côté LOW-SIDE ?
    Possible... difficile à dire sans plus de détails.

    En fait, j'ai une hypothèse : Si le côté high-side n'est pas bien alimenté, il ne peut jamais amener de courant du panneau et donc le système se comporte comme un convertisseur boost à tous les rapports cycliques.
    Possible...

    Pour vérifier cette hypothèse, je pensais mettre l'entrée IN à l'état haut et alimenter en flottant via une batterie le côté high-side du driver pour voir si un courant en entrée circule ou non.
    Je suggèrerais de commencer par se mettre dans des conditions canoniques : une alimentation de labo en entrée et une résistance en sortie.
    Vérifier alors que les tensions sont partout les bonnes à l'oscillo, dans l'ordre :
    - tension sur le drain du mosfet HS,
    - tension aux bornes de la résistance de charge
    - tension Vgs LS
    - tension sur la grille HS
    - tension de sortie de la cellule de commutation
    - etc.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

  14. #11
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    merci pour pour tous les apports.

    Pour la bobine, je vais tout d'abord calibrer ma résistance shunt. Je pense d'après tes hypothèses que la chauffe du MOS vient de la longueur abusive des fils (30cm) vers la bobine et la diode de roue libre qui est une MBR20100CT dont les deux diodes du boîtiers ont été mises en parallèles. Je vais donc raccourcir tout ça au maximum. Pour le driver j'utilise celui du boitier avec une résistance grille de 10 Ohms comme discuté plus haut.
    C'est bien noté pour la démagnétisation. J'utiliserai donc un rapport cyclique bien plus faible. (Histoire de laisser aux imperfections de la diode dissiper l'énergie de la bobine ?)

    Pour la tension aux bornes de la bobine constante avec le Mos qui conduit, cela revient à avoir une tension d'alimentation stable ?

    Pour la vidéo sur la batterie, j'ai malheureusement été témoin de ce genre d'incident en réalité. Pour l'avoir vécu je peux dire que entre le voir et le vivre il y a encore un monde.

    En ce qui concerne les mesures de températures, si je comprends bien, ce qui influe sur la pente Vforward en fonction de la Température, ce n'est pas la nature de la diode ? Donc partout la même pente. J'en déduis qu'il suffit de connaître la tension seuil à une température donnée pour déduire ensuite la température à partir de ces seuils !

    Une fois ces mesures de saturations et de test high et low side faites, je m'attaquerai à ce montage pour mesurer la température. Vraiment, ça m'enthousiasme !

    Bon, on dirait cette fois que j'ai encore pas mal de pain sur la planche ! Je reviendrais une fois les mesures faites.

    Thomas.

  15. #12
    Antoane
    Responsable technique

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonsoir,
    Citation Envoyé par thomas.trautenberger Voir le message
    Pour la bobine, je vais tout d'abord calibrer ma résistance shunt. Je pense d'après tes hypothèses que la chauffe du MOS vient de la longueur abusive des fils (30cm) vers la bobine et la diode de roue libre qui est une MBR20100CT dont les deux diodes du boîtiers ont été mises en parallèles.
    Ca dépend où sont les longs fils... Sur le schéma de base incluant le mosfet de commutation, son driver, le condensateur de découplage et la bobine à caractériser L8, on peut ajouter quelques inductances parasites :
    fs259.PNG
    * L7 est en série avec L8, elle est a priori négligeable et n'a pas vraiment besoin d'être minimisée. Elle va rayonner un peu, mais c'est a priori assez négligeable.
    * L1 est "compensée" par C1, elle peut donc prendre à peu près n'importe quelle valeur.
    * L6 va coupler le circuit de commande et celui de puissance, elle doit être minimisée (d'où l'idée de source kelvin).
    * L5 (et L6) accroissent l'impédance du circuit de commande et provoquent de possibles oscillations, elles doivent être minimisées.
    * L10, L2, L3, L4, L9 doivent être minimisées pour limiter les pertes et les oscillations au blocage.

    (Histoire de laisser aux imperfections de la diode dissiper l'énergie de la bobine ?)
    La diode et la résistance interne de la bobine dissipent.

    Pour la tension aux bornes de la bobine constante avec le Mos qui conduit, cela revient à avoir une tension d'alimentation stable ?
    + d'avoir une faible tension aux bornes du MOSFET et du shunt.

    En ce qui concerne les mesures de températures, si je comprends bien, ce qui influe sur la pente Vforward en fonction de la Température, ce n'est pas la nature de la diode ? Donc partout la même pente. J'en déduis qu'il suffit de connaître la tension seuil à une température donnée pour déduire ensuite la température à partir de ces seuils !
    La relation Tj - Vf dépend de la nature de la diode et des caractéristiques intrinsèques du semiconducteur.
    Deux pattes c'est une diode, trois pattes c'est un transistor, quatre pattes c'est une vache.

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  17. #13
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    Après plusieurs rectifications selon tes recommandations j'ai refait un test pour tenter de mesurer la saturation magnétique de l'inductance. Déjà j'ai écourté les fils qui posait problème générant une inductance parasite. Effectivement le MOS chauffe bien moins. J'ai également utilisé un assemblage de condensateurs pour arriver plus haut en ampérage (6900uF). Bien sur le tout au plus proche du circuit.

    Je n'arrive toujours pas à atteindre la saturation. Voir photos des formes d'ondes obtenu à l'oscilloscope. On dirait que le rapport cyclique augmente trop vite par rapport au courant dans la bobine. Vu que tu m'as dit que la pente était en E/L, je me suis mis à 12V au lieu de 5V pour essayer d'augmenter cette pente. Sauf que lorsque le courant augmente, la pente se transforme en pente "avec offset". Comme s'il y avait un résidu de courant dans la bobine. (voir photos)

    Dans tous les cas je n'observe pas de changement de pente comme dans la vidéo indiquant une quelconque saturation. J'ai donc testé sur un plus petit transformateur en ferrite afin de voir si je pouvais observer la saturation. Et à ce moment, bingo. J'observe un changement de pente et en déduis un courant de saturation de 6.2A. Le montage fonctionne donc pour un courant de saturation plus faible.

    Vu que tu m'as conseillé de limiter le rapport cyclique à 10% environ pour laisser le temps au noyau magnétique de se désaimanter et que en plus j'observe cet "offset" je reviens vers toi pour de possibles explications...
    Je travaillais à environ 1kHz. En me disant que plus la fréquence était basse, plus ça laissait le temps à l'inductance de grimper haut en courant.


    Bon si non anecdocte à part. J'ai voulu voir combien de courant je tirais sur mon alimentation via le multimètre. Bien sur à un moment le courant a grimpé au dessus de ce que le multimètre pouvait encaisser et j'ai grillé non pas le fusible interne mais, les câbles dans les pointes de touches ...Sans commentaire c'est de ma faute.

    En ce qui concerne cette mesure, est ce que ça veut dire que je fais mal quelque chose ou que simplement la tension d'alimentation est trop faible ?

    Merci d'avance de tes réponses.

    Thomas.

    PS: Je pense investir dans une vraie alimentation de laboratoire. Histoire de pouvoir travailler sur une plage plus importante en tension et surtout pouvoir limiter le courant lors des tests.
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  18. #14
    bobflux

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    > éolienne triphasé 600W 100V, batterie 12V

    Donc buck 100V 6A vers 12V 50A. Un courant de 50A c'est énorme pour un buck, perso je mettrais plusieurs phases, par exemple 3 phases de 16A.

    >
    FDA24N40F

    400V 23A 190 mOhms

    Tu en as 3 en parallèle donc 16A par FET, avec 100V en entrée et 12V en sortie on a un rapport cyclique D=88%, pertes ohmiques dans les FETs du bas RdsON*16A^2=48W par FET, c'est mort. Il faut un FET avec moins de RdsON, donc probablement un FET 150V, pas 400V car la RdsON augmente avec la tension max.

    IRFB4615 -- pas cher, 39 mOhm donc 10W par FET, Qg 24nC
    un autre à 10 mOhms donc 2.5W par FET, Qg 55nC

    Le FET du bas conduit longtemps, préférer un RdsON faible, celui du haut conduit moins longtemps, préférer un Qg faible. Enfin tu peux faire tourner le moteur de recherche, je t'ai juste mis des suggestions à l'arrache. Attention si tu as 100V en entrée et des FET de 150V il faudra soigner le layout pour ne pas avoir un pic de plus de 50V qui les claquerait.

    Conception

    Partons sur un buck multiphase, disons 2-3 phases. La différence c'est quelques circuits pas chers en plus (drivers) et des petites inductances au lieu d'une grosse, et l'avantage c'est que les pertes en RI^2 sont divisées par le nombre de phases...

    Je vois que tu vas utiliser l'arduino pour générer le PWM, donc une boucle de régulation en logiciel qui doit maintenir précisément le rapport cyclique à la valeur correspondant au courant désiré en fonction des variations de tension en entrée et sortie. C'est l'idéal pour cramer des MOSFET au moindre bug du logiciel, comme tu as pu le voir. De plus rien ne dit que l'arduino soit assez rapide pour faire la régulation... Il y aura une ondulation de tension sur les condensateurs d'entrée à 3x la fréquence du courant alternatif qui rentre, qui dépend de la vitesse du vent. Et il faudra donc que le PWM suive pour maintenir le courant constant. C'est casse c...

    Je te propose un truc vachement plus simple, voilà un schéma à l'arrache pour une phase :



    Bon. V8 sur le schéma est un générateur d'horloge qui est le PWM du micro. Pour lancer le processus on passe l'entrée SD du IR2302 à 1 et on lance cette horloge. À chaque front montant (0 vers 1) la bascule D 74HC74 charge son entrée (au niveau 1 en permanence vu que la broche D est reliée au +5V) et sort donc un niveau 1. Le driver de MOSFET IR2302 prend ça et commute le MOSFET du haut. Le courant dans l'inductance L1 monte. Quand ce courant atteint "un certain seuil" Q1 se met à conduire, ce qui active Q3 et met un coup sur l'entrée RESET de la bascule D, dont la sortie passe donc à 0. Le IR2302 coupe le FET du haut et active celui du bas, et on attend le prochain cycle d'horloge pour recommencer.




    On a donc un buck qui est une source de courant constant, et qui régule sur le courant maximum dans l'inductance. Attention, ça régule pas le courant moyen mais le courant max. C'est plus simple et ça a un gros avantage : le shunt de mesure de courant est dans l'alim haute tension, il ne dissipe donc de la puissance que quand du courant passe dedans, et comme le rapport cyclique est faible, les pertes sont bien plus faibles qu'en mettant le shunt en série avec l'inductance où il serait tout le temps dans le circuit.

    Donc tu as 3 transistors à 5 centimes et une bascule D vendue par 2 dans un 74HC74 pour quelques centimes aussi.

    Pour faire plusieurs phases il suffit de générer plusieurs PWM décalés avec ton micro, un par phase. Cela réduit aussi le courant d'ondulation dans les condos d'entrée et de sortie, donc tu vas GAGNER de l'argent, puisque tout ça te coûtera beaucoup moins cher que les condos capables de supporter les 50A de ripple sans cramer


    En ajustant la tension sur la base de Q2 on ajuste le seuil qui limite le courant max, tu peux le faire à la main avec un potar ou au micro. Pour régler le courant moyen pour ton MPPT, soit tu fais fonctionner tout le système en pulsé, soit tu ajustes la tension sur la base de Q2 pour régler le courant, ou les deux.

    Le micro n'a pas besoin de régulation compliquée puisque ce truc régule déjà le courant, et le courant dans le FET du haut ne peut pas excéder la limite, donc il ne va pas sauter. Le montage est aussi incapable de fonctionner à l'envers, ce qui est un avantage ici.

    Seul problème, il faut faire attention au démarrage, il y a une procédure à respecter, enfin avec un micro c'est simple à faire :

    - d'abord reset la bascule D en mettant l'entrée CLR à zéro, par exemple en ajoutant un autre transistor commandé par le micro en parallèle avec Q3

    - activer le IR2302 en passant son SD à 1

    - attendre genre 20µs que le condensateur de boost du IR2302 se charge (sinon il marchera pas)

    - arrêter de reset la bascule D en lâchant l'entrée CLR

    - lancer l'horloge sur l'entrée horloge du 74HC74

    Pour l'arrêter : remettre SD du IR2302 à zéro sinon le MOSFET du bas risque de continuer à conduire et donc court-circuiter la batterie à travers l'inductance et cramer.

    Bon, voilà, c'est un circuit qui est assez simple et il a l'avantage de réguler le courant tout seul, c'est-à-dire que tu peux débugger ton micro, t'as pas une boucle de régulation critique qui fait cramer des MOSFET quand tu mets un breakpoint dedans, c'est quand même plus sympa






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  19. #15
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour bobflux,

    tout d'abord merci à toi pour cette contribution complète.

    J'ai refait ton schéma sur le logiciel yenka (nouveau nom de crococlip). J'obtient effectivement une protection contre les surcharges.
    "
    Cependant j'ai du mal à saisir comment se comporte la PWM dans ces cas.
    De ce fait j'ai essayer simplement de comprendre la bascule D sur lequel tu centres le schéma. Effectivement, comme tu le dis dans ton message, on limite le courant max.

    Par contre comment se comporte ce montage lorsqu'on est pas à charge maximale( i.e. est ce qu'on arrive à maintenir l'influence de la PWM ? )

    Dans mon cas je n'y arrive pas...Peux-tu me donner quelques chronogrammes lorsque le courant n'atteint pas la limite donnant une impulsion sur le reset de la bascule ? Parce que dans mon cas, je n'arrive simplement pas à commuter les mos...
    "

    ça c'est ce que je comptais écrire mais après relecture je me suis rendu compte qu'en fait on gère pas le courant via PWM sur V8 mais on régule le courant via Q2 !!
    Du coup est ce que tu aurais un lien pour permettre de dimensionner le montage à transistor au besoin du circuit ?

    Pour le reste, merci de ton analyse, effectivement avec des pertes pareils sur les mos, c'est carrément pas la peine ... (bon ils ne sont pas perdus )
    Bon petite bémol, j'ai déjà fait un prototype du boîtier mais d'après tes commentaires il va falloir tout recommencer.

    Une fois que j'aurais une idée de schéma global, je pense carrément faire un layout schématique pour le fait valider. Le but étant d'obtenir quelque chose de fonctionnel et quand même un minimum bien fait !

    Bon aussi vu que tu me déconseilles l'arduino, peux tu me fournir des indications sur une façon de choisir un µC qui répond mieux ?
    J'imagine qu'il faut autant de timer indépendant du programme que de phase pour le buck ?
    Pour la fréquence, clairement j'imagine que 62kHz et 8bits de résolution pour la PWM c'est un peu limite ?

    Bon je m'excuse d'avoir autant de questions. Mais en même temps quel défi !
    Dans tout les cas je fais de mon mieux pour progresser

    Thomas.

  20. #16
    bobflux

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    > Cependant j'ai du mal à saisir comment se comporte la PWM dans ces cas.

    Comme tu l'as vu, le micro contrôle la fréquence du convertisseur, mais pas le rapport cyclique, qui est régulé par le circuit avec la bascule D. Ça évite le scénario où un problème de logiciel donne une mauvaise valeur de PWM qui donne un courant trop élevé qui crame un MOSFET. Donc on utilise un "PWM" sur le micro, mais juste pour générer une fréquence, la valeur de PWM n'a pas d'importance.

    Pour contrôler le courant tu as deux options.

    1) Tu laisses le convertisseur tourner et tu ajustes Q2 en analogique ; mais ça va manquer de précision à faible courant

    2) Tu ajustes Q2 avec un potentiomètre pour avoir un courant constant correspondant au maximum désiré, et tu utilises un PWM basse fréquence (quelques kHz) pour activer/désactiver le convertisseur au complet.

    ou 3) option 1 dans les plages de courant élevées, et option 2 à courant faible, ce qui devrait avoir le meilleur rendement.

    Ce type de convertisseur qui commute à fréquence fixe va gaspiller une certaine puissance juste pour commuter, charger la grille des MOSFET, etc. Normalement, à pleine puissance, ces pertes ne sont que quelques %, mais comme elles ne dépendent pas trop de la puissance de sortie, plus tu lui demandes un courant de sortie faible, plus la part représentée par ces pertes devient importante par rapport à la puissance de sortie. Il est donc avantageux de connaître le courant où le convertisseur a le rendement le plus élevé, et pour aller à des courants plus faibles tu le fais fonctionner par intermittence : comme ça les pertes ne sont présentes que quand il fonctionne.

    Pour savoir lequel aura le meilleur rendement... "ça dépend".

    >
    Du coup est ce que tu aurais un lien pour permettre de dimensionner le montage à transistor au besoin du circuit ?

    Je ne vois pas trop ce que tu veux dire...

    > Bon aussi vu que tu me déconseilles l'arduino, peux tu me fournir des indications sur une façon de choisir un µC qui répond mieux ?

    Non, je le déconseille pas, je dis que si tu veux faire une boucle de régulation en soft qui soit assez rapide pour gérer le convertisseur que tu proposais dans le premier post, il aurait fallu quelque chose de plus puissant... mais le schéma que je te propose élimine ce problème puisque la boucle de régulation est implémentée en hardware, donc il n'y a pas besoin d'un microcontroleur puissant.

    > J'imagine qu'il faut autant de timer indépendant du programme que de phase pour le buck ?

    Oui il faut une horloge par phase, avec un décalage de 1/3 de période entre chaque timer. Je ne me souviens plus si l'arduino peut mettre plusieurs sorties PWM par timer, si oui il ne faudra peut-être pas 3 timers, à vérifier...

    > Pour la fréquence, clairement j'imagine que 62kHz et 8bits de résolution pour la PWM c'est un peu limite ?

    Eh bien comme le micro ne génère que la fréquence d'horloge du convertisseur, mais ne contrôle pas le PWM lui-même (c'est le circuit qui le fait) la précision du timer n'a pas d'importance... donc 8 bits c'est bon.

  21. #17
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    je voulais savoir comment tu as fait pour dimensionner les résistances, tensions et condensateurs autour de Q1 Q2 ?
    Est ce que ce sont des morceaux de montages typiques collés bout à bout ? Si oui est ce que tu peux me donner le nom de ces montages pour que je comprenne moi même comment il fonctionne. Je pourrai aussi du coup savoir quelle valeur mettre à chaque composant pour que le montage réagisse comme je le souhaite.

    Si je pars de la simulation que j'ai faite sur yenka, le choix de C1 doit être dans une certaine plage permettant de filtrer le signal provenant de la résistance shunt. (j'avais mis trop peu par rapport à la fréquence ce qui ne me permettait pas la PWM du montage).

    Ce que j'ai remarqué:

    R5 étant le shunt, sa valeur définit en partie le seuil de commutation. Q2 via la tension de base apporte plus ou moins de courant a la base de q1 d'ou son influence sur la pwm.

    Disons donc que je veuille limiter le courant a 16A sur cette phase. Comment je choisis la banlieue des composants de Q1 et Q2 ? Je pars du principe que je vais prendre les références indiquée des transistors.

    Q3 et sa banlieue ressemble juste à un montage ou le transistor est bloqué-saturé et inverseur.

    Pour le reste, je pense que le système de fonctionnement par intermittence rapide à faible courant me semble bien. Puisque le but est bien sur dans la mesure du possible de limiter les consommations inutiles.

    Merci d'avance de ta réponse.

    Thomas.

  22. #18
    bobflux

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    > je voulais savoir comment tu as fait pour dimensionner les résistances, tensions et condensateurs autour de Q1 Q2 ?

    Processus : pour avoir un montage simple, je pars sur une régulation du courant maximum, et pas du courant moyen. Comme expliqué plus haut, ça a aussi un meilleur rendement car le shunt n'est dans le circuit que lorsque le MOSFET du haut est passant.

    Donc il faut un circuit qui active le MOSFET du haut à chaque cycle d'horloge, et qui le coupe lorsqu'un comparateur détecte que le courant dépasse une valeur seuil.

    Pour le comparateur, afin de simplifier je prends un simple transistor, Q1, donc le seuil de comparaison sera son Vbe, disons 0.6V. En dessous il est bloqué, au dessus il est passant. Ce n'est pas très précis mais c'est bien suffisant. Donc je mets le shunt R( à 33 mOhms, ce qui avec 20A correspond à 0.66V, ce qui suffit à rendre Q1 passant.

    Pour augmenter le rendement on peut utiliser une valeur plus faible pour le shunt, ce qui veut dire que le courant maximum sera plus élevé (car le "comparateur" Q1 déclenche toujours à la même tension de seuil)... à moins d'utiliser Q2 (contrôlé par le micro) pour envoyer un peu de courant dans R6, ce qui permet d'y créer une tension qui ajuste le seuil. On peut par exemple choisir pour R5 une valeur qui déclenche un peu avant la saturation de l'inductance, comme ça même si Q2 est inactif à cause d'un bug dans le logiciel, rien ne crame.

    Si la dissipation dans R5 est un problème on peut aussi s'arranger pour que Q2 soit toujours un peu actif. Par exemple, si il est contrôlé par un DAC dont la sortie va de 0V à 5V, on peut ajouter un diviseur de tension entre la sortie du DAC et le +5V pour que la tension de base de Q2 varie de 2.5V à 5V, etc. Le rapport R6/R8 détermine de combien le seuil du comparateur se décale (via la tension sur R6) pour une variation de la tension de base de Q2, donc à ajuster en fonction des besoins. Comme Q2 peut être actif quasiment en continu, pour ne pas qu'il chauffe il faut que son courant de collecteur soit faible, ce qui impose une valeur minimum pour R6.

    Comme le circuit ne réagit pas instantanément une fois que Q1 est passant, le courant dans l'inductance et donc dans le shunt R5, donc la tension aux bornes de R5 va continuer à augmenter un peu entre le moment où Q1 devient passant et le moment où le MOSFET du haut se coupe. Pour limiter le courant dans Q2 (à la fois son courant de base et d'émetteur) à une valeur raisonnable, je rajoute R6 R7, valeurs plus ou moins au pif. Pas trop élevées sinon ça devient lent à cause des constantes de temps RC crées avec les capacités parasites, et pas trop faibles car le but est de limiter le courant. Je choisis R9 de la même manière. Par exemple R9 sert à décharger la base de Q3 quand il doit se
    bloquer, donc si tu changes la valeur dans le simulateur tu verras que si elle est trop élevée Q3 va mettre trop longtemps à se bloquer.

    Pour que Q3 devienne passant il faut 0.6V sur R9 donc 0.27 mA de Ic sur Q1 (valeur très faible, il ne chauffera pas) donc 90mV sur R7, donc le truc déclenche à Vbe + 90mV donc un peu au dessus de 20A.

    C13 filtre le pic à la commutation du MOSFET qui autrement irait déclencher Q1 et empècherait le système de marcher.

    J'ai choisi des transistors pas chers qui tiennent la tension demandée, mais pense quand même à vérifier les datasheets...

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  24. #19
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    merci encore une fois pour l'explication.
    J'ai du pas mal trifouiller les valeurs pour comprendre effectivement l'influence qu'elle pouvait avoir.
    Bon déjà je joins un test de simulation !
    j'ai remplacé la résistance de 33mohm par 22. Car j'ai trouvé des inductances taillée pour Isat=32A. Car en y réfléchissant si on veut 16A moyen par phase sur le buck, si j'ai bien estimé il faut à peu près 30A crête sur l'inductance.
    https://fr.farnell.com/wurth-elektro...ale/dp/3221580

    Petite chose qui m’embête encore c'est que sous 16A de courant moyen, la résistance shunt va grimper au dessus de 5W de dissipation avec des crêtes proches des 20W ! C'est un peu plus compliqué à trouver... D'autant que ici il m'en faudra 3.

    https://fr.farnell.com/powertron/fpr...-5w/dp/2419236 (clairement pour une résistance ça fait un peu cher à mes yeux ).
    Ou alors mettre des résistances CMS en, parallèles...

    Si je baisse encore la résistance, je n'arrive par à trouver de tension compatible µC à mettre sur Q2 pour apporter assez de courant sur R6.

    De ce fait je me demande si de ce côté on ne pouvait peut être pas penser à un IC "comparateur high-side". (peut être en existe t'il des spécialement conçu pour ça déjà ?).
    Je sais qu'il existe des ICs pour buck ou boost "all-in-one" qui intègre ce genre de fonction quand on parle de plus petite puissance. Ou alors mettre un simple AOP avec un peu de gain pour se permettre de mettre une valeur plus petite en résistance shunt!

    Bon si non, si jamais on trouve des solutions aussi pour les résistances, j'ai vu que, pour qu'il y ait commutation sur les mos, il faut un courant minimum crête dans l'inductance. Donc faudra voir comment je fais pour déterminer quand je peux commuter quand non.

    Encore beaucoup de questions mais je suis content car j'ai l'impression que ça avance malgré tout.

    Thomas.
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  25. #20
    bobflux

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Pardon pour le délai, j'avais pas vu le message.


    > Petite chose qui m’embête encore c'est que sous 16A de courant moyen, la résistance shunt va grimper au dessus de 5W de dissipation avec des crêtes proches des 20W ! C'est un peu plus compliqué à trouver... D'autant que ici il m'en faudra 3.


    Comme tu as précisé un rapport de tensions entrée:sortie assez élevé, le rapport cyclique du convertisseur sera faible. Par exemple avec 100V en entrée et 12V en sortie, le rapport cyclique sera environ 12/100 donc le MOSFET du haut ne conduit que 12% du temps. C'est pour cette raison que j'ai opté pour un schéma mettant la résistance shunt en série avec le MOSFET du haut : si le courant ne passe dans le shunt que pendant 12% du temps, sa dissipation est en proportion. Mettons 20A dans 33 mOhms ça donne 13W, 12% du temps ça donne 1.6W en moyenne.


    Attention si le courant reste le même mais que la tension d'entrée baisse, le rapport cyclique va augmenter et donc le MOSFET du haut va rester passant plus longtemps, et donc la dissipation dans la résistance va augmenter. Mais si la tension baisse, c'est que l'éolienne délivre moins de puissance, donc le courant devrait aussi diminuer.


    > De ce fait je me demande si de ce côté on ne pouvait peut être pas penser à un IC "comparateur high-side". (peut être en existe t'il des spécialement conçu pour ça déjà ?).


    Difficile à trouver avec une tension de 100V, donc il faudra une alim auxiliaire pendue en dessous de l'alim haute tension. Sinon tu peux remplacer le transistor par un double apparié (type DMMT5401) et utiliser le deuxième transistor pour créer une tension d'offset qui va annuler le Vbe du premier, ce qui permet de neutraliser la dérive en température et donc d'utiliser une tension plus faible sur la résistance de shunt...






    > Je sais qu'il existe des ICs pour buck ou boost "all-in-one" qui intègre ce genre de fonction


    Il y a 4 candidats chez AD/Linear, ça a l'air intéressant.


    www.analog.com/en/parametricsearch/11491#/p5362=Buck&p5573=min|24&p5574= 100|max&p5347=min|12&p5357=12| max&p5349=16|240&qsfv=vinmin|2 4_vinmax|100_vout|12_iout|16
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  26. #21
    thomas.trautenberger

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    Bonjour,

    ce n'est pas grave pour le temps. Tu m'aides et c'est ça l'essentiel à mes yeux. Et puis comme je prépare plusieurs projets en même temps, le temps n'est pas perdu

    Bon vu que la solution ne tiens pas à grand chose de plus, je ne vais peut être pas encore complexifier d'avantage en rajoutant une alim flottante spécialement dédié a un comparateur.
    Par contre j'ai compris ce que tu fais en annulant l'offset de 0.7V a partir du quel le transistor peut commencer à amplifier mais par contre j'ai pas compris comment ça se fait que ça fonctionne !
    Disons que c'est pour ma culture... car je trouverais ça dommage d'implémenter un circuit dont je ne comprends pas entièrement le fonctionnement.
    Donc on veut annuler le seuil Vbe de 0.7V de Q4 et pour ça on annule avec un montage source de courant sur un transistor avec un même gain et caractéristiques (donc apparié) ?
    Mais dans le détails je ne vois pas trop ce qui se passe :/

    J'ai bien noté pour la résistance shunt avec le rapport cyclique. Par contre faudra bien que limite en hardware le courant max parce que en software si le mppt est trop rapide il va essayer de court-circuit l'éolienne qui tourne à plein vitesse et à cause de l'inertie du système rotor pale je risque de faire des pointes en ampérage pendant une demi-seconde ! (genre 120amp en court circuit à l'entrée quand l'éolienne monte à vide à 1000tr/mins d'après le constructeur)

    Pour les IC's : https://www.analog.com/media/en/tech...ts/ltc7871.pdf
    Effectivement celui la je l'aime bien dans le genre all-in-one.

    Bon si non étant donné que je compte faire un prototype propre et que l'implémentation à une grande importance pour éviter un maximum les parasites, tu me conseils quoi ?
    1)Une platine par phase pour rendre la chose un peu modulaire et puis ramener juste le signal CLOCK du microcontrôleur ?
    2)Ou bien tout sur une même platine histoire d'optimiser le nombre de composants et de maximiser les chances d'avoir un résultat propre ?

    Ce que je sais c'est que certains chemins doivent être court comme celui entre driver et mos, entre condensateurs de découplages et commutateurs de puissances, privilégier un plan de masse, etc
    Mais peut être que on pourra encore en discuter.

    Je pense que en prototypant chez LCSC ça me coutera entre 60 et 100 euros. Mais la platine sera propre, avec possibilité de mettre de la CMS, de faire du multicouche et d'avoir un pcb protégé, etc ...

    Merci de m'accorder du temps. Au plaisir de te lire.

    Thomas.

  27. #22
    bobflux

    Re : Buck Synchrone et rapport cyclique limite avant réversibilité en courant

    > Effectivement celui la je l'aime bien dans le genre all-in-one.

    Les circuits LT sont très bien, et bien plus "finis" que la solution à l'arrache que j'ai faite, et avec moultes protections. Par exemple mon circuit n'a pas de protection pour éviter que le courant aille de la batterie vers l'éolienne, ce qui devrait pouvoir se produire si le seuil de déclenchement de Q1 est mal réglé donc c'est plus un exemple pédagogique...

    > 1)Une platine par phase pour rendre la chose un peu modulaire et puis ramener juste le signal CLOCK du microcontrôleur ?
    > 2)Ou bien tout sur une même platine histoire d'optimiser le nombre de composants et de maximiser les chances d'avoir un résultat propre ?

    Perso je mettrais tout sur la même car une phase ne va pas prendre beaucoup de place... et puis un seul circuit imprimé donc un seul dissipateur, une seule alarme thermique si tu en mets une... tu peux toujours implanter les composants d'une seule phase et tester une phase avant de tout mettre.

    Et puis si tu relies plusieurs platines avec des fils, vu les courants en jeu, la valeur du "0V" risque d'être variable en fonction de l'endroit où tu regardes... et comme le 0V sert de référence pour tous les signaux logiques, ça peut causer des problèmes...

    > Ce que je sais c'est que certains chemins doivent être court comme celui entre driver et mos, entre condensateurs de découplages et commutateurs de puissances, privilégier un plan de masse, etc
    > Mais peut être que on pourra encore en discuter.

    Oui, et tu peux poster le tout pour qu'on vérifie avant de commander les circuits imprimés.

    > de faire du multicouche

    Sur les 4 couches l'épaisseur de cuivre peut être différente suivant les couches, puisque tu as du gros courant il faut du cuivre, donc pense à vérifier.

    > j'ai pas compris comment ça se fait que ça fonctionne !

    Q4 est câblé en diode, et pour que son Vbe existe il faut qu'il soit passant, donc la source de courant I1 fait circuler un courant dedans (valeur non critique). Sans I1, Q4 serait bloqué, donc hors jeu. Bref, Q4 descend la tension sur le shunt d'un Vbe ce qui permet d'avoir assez de tension pour activer Q1. Si Q1 et Q4 sont appariés et à la même température, comme par exemple un DMMT5401 pas cher, on aura une bonne correspondance de Vbe... si les Ic et Vce sont identiques... mais les Vce et les Ic sont différents, donc tout ça ne sera pas précis. Bref c'était pour l'exemple.

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