Recherche de fiches BNC chassis à la meilleure résistance d'isolement possible

[Antoane]

Bonjour,

TI indique le OPA928 https://www.ti.com/product/OPA928 comme successeur du LMP7721. Le prix n'est pas le même cependant.

La figure 44 montre l'architecture de l'ètage d'entrée du LMP7721 :

J'ai regardé rapidement, mais sans trouver de spécification pour ces diodes. Elle devraient cependant protéger le circuit contre une charge injectée trop grande.
Tu peux aussi ajouter deux didoes standard de signal entre les entrées de l'AOP, elles deviendront passantes et protègerons l'AOP si celui ci vient à sortir de son fonctionnement linéaire.

Quelle est la référence des REED utilisés ?

Le chéma de l'inverseur est erroné.
L'ADC ne tolèrera pas de tension d'entrée négative, il serait bon de prévoir une protection.


Pourquoi avoir mis les REED sur l'armature sensible des condensateurs d'intégration ?

2m de cable bnc standard, c'est ~ 200pF de capcité parasite.

Mais on peut accepter 20 ou même 50pF. Le tout est de le savoir et qu'elle reste stable dans le temps, d'un étalonnage à l'autre. Ce qui je pense sera le cas.

La capacité paraste d'une diode est T-dépendante et non linéaire.

Quant à son courant inverse, on peut calculer ce qui serait acceptable. Mettons 0,1% de la charge totale mesurée dans le cas le plus difficile, soit sur le condensateur de 100pF. Je le mentionne ci-avant, c'est 135pC. Donc 0,1% de 135pC = 0,135 pC. Comme le temps de montée, en moyenne (entre le début et la fin) est de 250µs et Q=I.t. Donc, I = 0,135pC / 250µs = 540pA de fuite dans cette diode, c'est ok.

Le temps pertienant pour le calcul ne serait-il pas celui s'écoulant jusqu'à l'échantillonage de la tension de sortie de l'AOP ?
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[Antoane]

Le céramique est très non-linéaire, sa permitivité dépend d'à peu près tous les paramètres possibles... je ne l'utiliserais pas dans un circuit de mesure.
PTFE, glass, plastique... voire air pour les plus faibles sont à peu près idéaux n comparaison, aussi avec des courants de fuite faibles.

Il doit y avoir une litérature scientifique riche sur le sujet. En plus de celle déjà référencée, tu peux regarder :
[354] ‘Low Level Measurements Handbook’. Keithley-Tektronix, 2015.
[355] D. Cigoy, ‘Making ultra-high resistivity measurements’. Tektronix.
[356] Robert. J. Wildar, ‘AN241 Working with High Impedance Op Amps’. Texas Instrument, 1998.
[357] A. A. Mortuza et al., ‘Pico-current Measurement Challenges and Remedies: A Review’, Univers. J. Eng. Sci., vol. 5, no. 4, pp. 57–63, Nov. 2017.

[jiherve]

Bonjour,
La diode que j'ai indiquée n'est pas une zener !
Il suffit juste de clamper l'entrée de l'AOP en externe à celui ci ,car je n'ai jamais eu trop confiance dans les circuits internes.
nota: la capa d'une diode quelconque varie en température et en tension et son courant de fuite double tous les 10°C
Comme Antoane l'a signalé les relais sont du mauvais coté car quid de leur commande.

Donc en effet tout çà me semble issu d'un cerveau de débutant, il n'y a pas de honte car tout le monde a commencé un jour.
Mais comme en alpinisme on commence par la roche de Solutré avant d'attaquer le Mont Blanc!
JR

[Epoxy]

jiherve,

Je voudrais mettre les choses un peu au point avec vous ici :

• Vous me parlez comme un ancien professeur hautain à l'égard de ses élèves qu'il regarde de haut…
• Si je viens ici, c'est justement parce que j'ai des questions…
• Vous ne savez pas du tout ce que j'ai déjà réalisé en électronique/informatique pendant ma scolarité et dans les activités de mon entreprise, moi-même et mes ingénieurs !
• Au-delà, vous ne connaissez pas du tout quelles sont mes autres compétences dans d'autres domaines !
• Vous ne connaissez pas mon âge non plus, le contexte dans lequel tout cela se fait et les raisons pour lesquelles cela se fait.

Je vous suggère donc plus de réserve et plus de prudence dans vos propos.
A défaut, je cesserai illico toute conversation avec vous.
Merci.

[Vincent PETIT]

Bonjour,
- Je pense aussi que les reed sont du mauvais côtés, je les aurai mis côté basse impédance.

- Concernant les diodes de clamp, perso je ferai confiance aux diodes internes car les courants sont faibles. La double diode proposée par JR ne devrait en théorie pas poser trop de problème car la somme des courants de fuites vu par l'entrée de l'AOP devrait être nulle si elles sont alimentées par une tension bien symétrique (Ileak étant dépendant de Vr)

Capture.PNG

En mettant les diodes têtes bêches ça devrait aussi convenir car en utilisation normale il y aura 0V ou presque aux bornes de diodes.

Capture2.PNG

[Epoxy]

Antoane,

Merci de t'intéresser au problème.

Je réponds à tes questions et commentaires :

• Merci pour la référence OPA928 chez TI. Je vais regarder.
• Pour les diodes de protection, je ne comprends pas trop le principe de ce montage de diodes "ordinaire" en tête bêche. Elles ne fonctionnent pas en inverse jusqu'à l'avalanche ? Il y en a toujours une qui conduit ? Pouvez-vous expliquer ?
• A ce sujet, j'ouvre d'emblée le datasheet de l'OPA928 page 23 et je vois le même type de protection. Malheureusement, je ne vois pas d'indiqué une tension max supportable ni sa durée. Dans le cas ici, on peut avoir une montée de 0 à 250V en 500µs et une descente tout aussi rapide, soit une impulsion totale qui dure 1ms environ. Je ne suis pas du tout sûr que ces diodes dans le circuit puissent supporter ça ? Que si ça arrive, on va tout flinguer !
• Quant aux relais Reed, à priori le Pickering type 124-1-A qui pourrait déjà convenir il me semble (datasheet ici) :
  • SPST-NO
  • Alim 3V
  • Bobine séparée complètement du contact (4 pins)
  • Résistance d'isolement > 10TΩ
  • Capacitance à contact ouvert 0,25pF
  Sauf que…, je crois savoir que les relais Reed savent gérer des courants de l'ordre de quelques µA guère moins. Or ici, un rapide calcul montre qu'au pire on a un courant de l'ordre de 270nA dans le contact. C'est fort peu, j'en conviens. Calcul : C=100pF, Q=135pC, t=500µs. I=Q/t=135pC/500µs=270nA.
• Pourquoi avoir mis les relais Reed du côté sensible. J'avoue y avoir songé et je l'ai fait sans trop savoir. Pourquoi pas ?
• Bien vu pour les tensions négatives sur les ADC Cela vaut aussi pour le premier étage direct. De fait, les condensateurs peuvent toujours se charger d'une légère tension négative et le capteur piezo peut partir en négatif si défectueux. L'expérience montre cependant que si dérive il y a, et encore dans un délai bien supérieur aux 15 secondes avant RESET que j'envisage, cette dérive n'est guère supérieure à 3% du fond d'échelle. Soit ici à peine 90mV d'excursion en négatif.
• Ceci étant posé, je vois dans le datasheet ici du microcontrôleur STM34F407 qui nous offre 203 pages de dense lecture… à la page 78 que la tension aux entrées ne peut descendre plus bas que -300mV par rapport à la masse. On pourrait alors décider d'alimenter les deux amplis op entre -100mV et +3,3V. De la sorte leurs sorties ne pourront jamais descendre en dessous de -100mV
• Pour fabriquer ce -100mV, il me semble qu'on pourrait utiliser le régulateur DC-DC inverseur de tension LM2662 de chez TI (datasheet ici). Celui-ci offrant l'avantage de ne pas utiliser d'inductance et par là, limite au maximum sinon anéantit toute interférence électromagnétique. Je pense à ce sujet, que mettre un convertisseur DC-DC à hacheur classique sur ce PCB serait faire entrer le diable dans la boite !
• Concernant la capacité parasite du câble, c'est une excellente question Ce n'est pas un câble coaxial classique (RG-58) mais un câble dit "microdot", je n'ai pas encore regardé toutes les specs de ce câble en détail mais ce que je sais déjà c'est que sa capacité tourne plutôt autour de 30 à 40pF par mètre, soit ici 80pF maximum. Que de fait, c'est non négligeable par rapport au condensateur de 100pF dans le circuit de l'ampli op. Alors je ne sais pas ? Je ne sais pas parce que j'ai vu des installations qui fonctionnent ainsi avec un câble microdot de plus de 10m ! Mais ça je veux bien entendu l'éviter. La question reste néanmoins ouverte. Ce qu'on sait juste, c'est que dans le cas le plus courant, la charge Q va tourner autour des 4000pC. Ce qui ferait un condensateur de l'ordre de 1800pF. La charge parasite du câble ne représente alors plus que 4% du total. Sachant que la longueur du câble étant fixe, sa capacité parasite est constante et l'étalonnage de la chaîne de mesure peut très bien se faire en y incluant le câble.
• Ensuite la Zener de limitation, peut-être deux diodes (voire une seule vu que le signal est toujours positif ?) entre les deux entrées de l'ampli op, oui, pourquoi pas ? Mais est-ce que ça va suffire ? Rappelons que la tension max sur 100pF pendant 500µs pourrait être de l'ordre de 250V en cas de mauvaise manip de l'opérateur (choc mécanique important sur le capteur mais ampli de charge réglé sur 100pF soit à sa sensibilité maximum)
• Je comprends bien que la capacité de cette diode Zener est dépendante de la température mais, encore une fois, nous sommes dans un laboratoire à température contrôlée et calée une fois pour toute sur 23°C - 60% d'humidité. En dehors de ces specs et par contrat, on ne garantit absolument pas le bon fonctionnement de l'appareil !
• Enfin, quant au temps pertinent pour le calcul, non c'est bien 250µs et rarement plus, peut-être parfois 500µs. Le logiciel recherche le maximum de la courbe et cela se produit toujours juste après la fin de la montée. Car, en fait, la tension redescend tout aussi vite qu'elle est montée, soit environ 250µs également (choc mécanique)

Dans ma tête, reste surtout le problème des relais Reed, 270nA c'est fort peu pour leurs contacts et je ne vois pas par quoi d'autre les remplacer ?

Merci de m'avoir lu jusqu'ici

[Epoxy]

Je réponds maintenant ici aux messages de jiherve :

• Message #16 : Je pense y avoir répondu mais la rémanence du diélectrique des condensateurs, on peut l'oublier. 1% de 3,0V ça fait 30mV. Or la mesure se fait par logiciel entre la tension juste avant la montée et la tension à la fin de la montée. De sorte que l'erreur d'offset est simplement annulée.
• L'idée de la triode de papa est peut-être bonne mais je la rejette. Sans même savoir si on trouve encore ce genre d'engin, je ne maîtrise pas cette technologie et je ne maîtriserai jamais.
• Message #19 : Condensateurs à diélectrique en PPS oui pourquoi pas sauf que je vois qu'ils ont une résistivité beaucoup plus faible que le Y5V ou le X7R par exemple. Or le problème de décharge à travers ce diélectrique est beaucoup plus critique, je pense, que la possible rémanence de charge.
• Message # 22 : Les BNC isolées au PTFE de chez Radiall etc… oui mais on peut oublier en fait. Car la tension entre la masse et le point chaud sur ces BNC ne sera jamais supérieur à 25µV, la tension entre le + et - de l'ampli op d'entrée. Ce qui génère un courant tout à fait négligeable dans l'isolant de les BNC de modèle courant.
• Message #25 : diode de protection type BAV199 oui pourquoi pas. Sauf que dans le datasheet il est indiqué un reverse voltage de 85V. Or c'est plutôt 3V qu'il nous faut pour ne pas tuer le microcontrôleur et le reste. De plus, je ne comprends pas bien le schéma de principe de ces 2 diodes (qui n'ont pas l'air d'être des zener, du moins pas représentées comme telle - donc ne fonctionne pas en inverse par avalanche) et ce point de contact entre les deux. A quoi sert-il ?
• Message #27 : 30mV on oublie. Voir ci-avant.
• Message #33 : Voir ci-avant. Je ne vois pas comment "clamper" l'entrée de l'AOP avec cette diode. Pouvez-vous fournir un schéma ?
• Comme déjà indiqué, votre remarque sur le cerveau d'un débutant est fort désagréable et on peut s'en passer.
• Ensuite, vous ne lisez pas ce que j'explique : la température est celle, fixe, d'un laboratoire. Le fait donc que le courant de fuite des condensateurs double tous les 10°C n'est donc pas pertinent.

[Epoxy]

J'ai oublié de répondre au message#32 de Antoane :

Est-ce que la permittivité dépend de la tension sur le condensateur ?

[jiherve]

bonsoir
ce qui double c'est le courant de fuite des diodes, il faut lire et bien mémoriser!
pour la diode double c'est pour faire çà, éviter de claquer l'entrée ,car bizarrement la tension de sortie de l'AOP ne dépassera pas l'alimentation, comment le pourrait elle , la résistance série doit faire qqs kOhm, c'est un montage basique!!!!!

JR

[Epoxy]

Je réponds maintenant au message #35 de Vincent PETIT :

Merci encore de vous intéresser à ce problème.

Ok pour les Reed du côté basse impédance, c'est un signe de sagesse… Mais objectivement pourquoi ?
Ensuite, comme je viens de l'expliquer dans le message #36 à Antoane ci-avant, mon plus gros problème pour l'instant par rapport à ces relais Reed, c'est le courant. Il semble qu'ils ne peuvent guère gérer moins que 80µA. Or ici je calcule un courant de 270nA. Ce qui semble absolument trop faible pour un contact mécanique ?
Que si c'est le cas, connaissez-vous une autre solution pour commuter ainsi ces divers condensateurs ? Le but étant évidemment de pouvoir changer de gamme de sensibilité.

Pour les diodes de protection, ok merci, je vais examiner plus en détail. Mais ça me fait l'air qu'il faudra mener des essais potentiellement destructeurs avec des charges très importantes (25600pC sur 100pF = 256V donc…). Pour vérifier que tout ça tient le coup.

[Vincent PETIT]

Ok pour les Reed du côté basse impédance, c'est un signe de sagesse… Mais objectivement pourquoi ?

C'est juste par expérience en CEM (j'ai torturé pendant 6 ans les appareils que je concevais dans un labo CEM), les entrées en l'air c'est souvent un problème. Mieux vaut que l'entrée IN- soit relié aux armatures gauches des capas plutôt qu'à un interrupteur ouvert.

Ensuite, comme je viens de l'expliquer dans le message #36 à Antoane ci-avant, mon plus gros problème pour l'instant par rapport à ces relais Reed, c'est le courant. Il semble qu'ils ne peuvent guère gérer moins que 80µA. Or ici je calcule un courant de 270nA. Ce qui semble absolument trop faible pour un contact mécanique ?

Il faut peut être te tourner vers ce genre de switch https://www.ti.com/lit/ds/symlink/tmux6121.pdf mais je n'ai pas regardé en détail. Je dois y jeter un oeil justement dans la cadre de ma réponse à ton autre sujet https://forums.futura-sciences.com/e...ml#post7248985 (c'est un design qui ressemble au tien, c'est un TIA pour mesurer des faibles courants)

Cependant attention car il faut évaluer l'impact des capa parasites de ce genre de switch analogique sur ton design.

[Antoane]

Pour les diodes de protection, je ne comprends pas trop le principe de ce montage de diodes "ordinaire" en tête bêche. Elles ne fonctionnent pas en inverse jusqu'à l'avalanche ? Il y en a toujours une qui conduit ? Pouvez-vous expliquer ?

Elles sont en paralèle inverse, donc tant que la tension entre les entrées de l'AOP est en deca de leur tension de seuil, le courant y circulant est ~nul. lorsque la tension dépasse ces ~0.6V, l'une des diodes devient passant tandis que si la tension descend en dessous de -~0.6V, l'autre diode devient passante. Ainsi :
- la tension entre les entrées de l'AOP est limitée à quelques centaines de mA.
- tant que le montage fonctionne "comme attendu", la tension aux bornes des des diodes est ~ mV et le courant de fuite y circulant est ~ 0.

... 250V ...

Il ne faut pas raisonner en tension car celle-ci est une conséqience de l'injection de charge dans un cas particulier.
Dès qu'un outil de "clamping" ou protection entrera en jeu il limitera la tension. Ici, ilfaut réfléchir en source de charge vs. temps, i.e. en source de courant.

Dans ma tête, reste surtout le problème des relais Reed, 270nA c'est fort peu pour leurs contacts et je ne vois pas par quoi d'autre les remplacer ?

C'est la notion de "wetting current". A ma connaissance ce n'est typiquement pas un problème pour les REED, mais tu peux feuilleter les datasheet et notes d'application de ceux choisis. Si besoin, tu peux en tout cas avoir une pointe de courant à chaque fois que tu les "court-circuites", à condition de diminuer la résistance de décharge.

Pourquoi avoir mis les relais Reed du côté sensible. J'avoue y avoir songé et je l'ai fait sans trop savoir. Pourquoi pas ?

En plus que ce qu'indique Vincent : si on a un noeud ou ensemble de noeuds sensible, autant en limiter l'étendue.

Est-ce que la permittivité dépend de la tension sur le condensateur ?

Sur un X7R, la capacité à la tension nominale vaut typiquement entre 20 et 50% de la capacité sans biais.
Par ailleurs, il y a un hystérésis et la capacité n'est pas constante aux faibles champs : typiquement on observe que (dC/dV_dc)(Vdc=0⁺)>0 (similaire à la courbe de première aimantation d'un ferrite).
On pourrait se dire que la faible plage de tension d'intérêt et la calibration vont globalement faire que ce ne sera pas un pb en pratique, mais ca me semble quand même faire un choix risqué sans vraiment avoir de raison de le faire.

[Epoxy]

Réponse au message #39 de jiherve :

Merci pour votre message.

• Je sais lire et bien mémoriser Monsieur. Je répète que cet ampli est placé dans un laboratoire calé à 23°C. J'ajoute que l'électronique en tant que telle ne chauffera pas, les signaux qui y passent sont transitoires, typiquement 20 fois 500µs en 3 minutes. Puis on arrête 20 minutes, etc… Ce débat donc au sujet des courants de fuite des diodes Zener qui double tous les 10°C n'est pas pertinent.
• De quelle résistance de quelques kΩ parlez-vous ?
• Votre commentaire sur le fait que ça soit un montage basique n'apporte rien au débat.
• La pièce jointe n'apparaît pas, on reçoit le message "Pièce jointe spécifié(e) non valide. Si vous suivez un lien valide, veuillez notifier l'administrateur"

[Epoxy]

Réponse au message #41 de Vincent PETIT

Merci à vous pour votre réponse.

• Bien compris pour les entrées en l'air du côté haute impédance. Elles se comportent comme des antennes Ta réflexion est très pertinente. En effet, si on suppose un contact de 5mm de long, cela fait une antenne quart d'onde de 5mm donc, soit λ=20mm. Soit encore une fréquence ν = c/λ = 300.000km/s / 20mm = 15GHz. Il faudra juste faire attention à la 5G, la 6G, la Wifi E et 7, etc. qui dépassent allègrement ces 15GHz. On va donc inverser ça sans discuter
• Je plonge dans le datasheet de ce switch analogique TMUX612x de TI et je vois tout de suite "Low on-capacitance: 4.2pF" Il pourra y en avoir 3 en parallèle au pire, ça nous fait 12,9pF. On néglige On plutôt on considère que c'est constant, se trouvant dans la chaîne étalonnée et ainsi faisant partie des condensateurs de contre-réaction qu'on charge et décharge pendant la mesure
• Je vois aussi "Low input leakage: 0.5pA" Ça, on peut l'accepter aussi je pense. Pendant un temps de montée moyen de 250µs, ça fait une charge Q=I.t=0,5pA * 250µs = 125E-18C. Alors que la charge attendue ici est de l'ordre de 135pC soit 1 million de fois plus.
• "Low charge injection: 0.51pC" On peut négliger aussi.
• Ensuite, on voit "Low on-resistance: 120Ω". Sur 100pF, ça nous fait une constante de temps τ = RC = 120Ω * 100pF = 12 ns. Ça va ! A l'autre extrême, sur une charge de mettons 24.000pC nous avons les 4 switches fermés et 4 condensateurs en parallèle soit 100+330+1500+6800=8730pF (soit une tension max de U=Q/C=24.000pC/8730pF=2,75V en entrée de l'ADC) Dans ce cas, la constante de temps τ = RC = 120Ω * 8730pF = 1,05µs. Ça va aussi vu que l'échantillonnage de l'ADC sera calé pile justement sur 1MHz, soit 1µs par échantillon.
• Page 4 du datasheet je vois : "Analog output pin (Dx) current : ±30mA" Reprenons notre exemple worse case : 24.000pC pendant 250µS soit I = Q/t = 24.000pC/250µs=96µA. Ça va aussi
• Si je vois bien, je vois par contre qu'il faut alimenter ce circuit en ±15V ou bien +12V. Pfff… je voulais me passer de fabriquer du ±15V ou du +12V. Mais s'il faut le faire, même rien que pour ces switches, on le fera.
• On parle de "Drain" là-dedans. Ce sont des FET ces switches où je me trompe ?
• En bas de la page 18, ils parlent bien d'un "Ultralow Leakage Current" Mais je reste quand même encore un peu sur ma faim : Pourra-t-il faire passer sans encombres un courant aussi faible que 270nA au maximum de l'injection, comme évalué dans mon message #36 ci-avant ? C'est la dernière question que je me pose au sujet de ces switches analogiques.

Note : Comme vous vous en doutez, ce design peut avoir une application industrielle bien spécifique, de niche mais c'est pour le fun aussi, je m'amuse à faire ça. Je pourrais m'en passer, je prends ma retraite dans moins de 18 mois

[Antoane]

> La pièce jointe n'apparaît pas, on reçoit le message "Pièce jointe spécifié(e) non valide. Si vous suivez un lien valide, veuillez notifier l'administrateur"
La Pj du post #39 est réparée, le forum a parfois des ratés.

[jiherve]

Bonjour,

Bien compris pour les entrées en l'air du côté haute impédance. Elles se comportent comme des antennes Ta réflexion est très pertinente. En effet, si on suppose un contact de 5mm de long, cela fait une antenne quart d'onde de 5mm donc, soit λ=20mm. Soit encore une fréquence ν = c/λ = 300.000km/s / 20mm = 15GHz. Il faudra juste faire attention à la 5G, la 6G, la Wifi E et 7, etc. qui dépassent allègrement ces 15GHz. On va donc inverser ça sans discuter

il y a surtout que la commande des dits relais eut été du coté "propre"!
JR

[Epoxy]

Je me permets ici de reposer ma question au message #44 (Vincent Petit)

En bas de la page 18 du datasheet du TMUX6121 (lien ici), ils parlent bien d'un "Ultralow Leakage Current" Mais je reste quand même encore un peu sur ma faim : Pourra-t-il faire passer sans encombres un courant aussi faible que 270nA (au maximum de l'injection de charge), comme évalué dans mon message #36 ci-avant ? C'est la dernière question que je me pose au sujet de ces switches analogiques

[Vincent PETIT]

Oui !


Les effets à évaluer dans ton montage sont :
- La charge des capas de contre réaction par le courant de fuite "off" car le TMUX n'est pas réellement un interrupteur ouvert.
- L'impact du courant de fuite "on" sur le courant d'injection mais tu l'as estimé comme négligeable il me semble.

[Epoxy]

Merci Vincent PETIT

Mais je pense que les capacités "parasite" qu'apporteraient ces switches importe peu du moment qu'elles restent faibles, quelques pF, ce qui sera le cas je pense. Et du moment qu'elles restent constantes dans le temps (sur plusieurs mois) Ce qui je pense sera le cas aussi. De nouveau, peu importe la charge exacte que ça soit 100pF pile ou 80pF ou 120pF… Ce qui compte c'est que ça reste constant car tout ça doit-être étalonné avec des générateurs de charge très précis. Avec le calibrateur 5395B de la firme Kistler pour ne pas le citer. Lien ici.

→ Aussi parce que de toute façon, je ne vais jamais trouver dans le commerce un condensateur de 100pF ± 0,1%. A moins que vous me montriez le contraire ?

[Epoxy]

… je viens de me rendre compte que je répondais encore par rapport aux capacités (parasites) Je suis braqué là-dessus tant ce point attire mon attention
Mais je n'avais pas vu que Vincent Petit parlait plutôt par rapport aux résistances de ces switches analogiques.
Je prépare une réponse, avec un nouveau plan tenant compte de toutes les remarques ici faites. C'est un peu plus long, ça va venir

[Antoane]

Bonjour,

Le TMUX6121 est un composant "solid-state" à bases de transistors. Il n'y a donc pas de courant minimal necessaire ("wetting current" dont on parlais plus haut) comme dans le cas d'un contact mechanique.

[Epoxy]

Bonjour,

Comme promis, voici le plan mis à jour de cet ampli de charge.
J'ai tenu compte de toutes vos remarques, je pense.
Celles faites aussi sur ce second fil de discussion : https://forums.futura-sciences.com/e...t-imprime.html

Grosse nouveauté :

• J'ai bien regardé à nouveau la gamme de charge dans laquelle cet ampli va devoir travailler : cela va de 96pC à 25.600pC environ. Soit tout de même dans un rapport de 1 à 266. On ne sait évidemment pas couvrir toute cette gamme avec un seul condensateur. J'en ai déterminé 3 sur lesquels basculer d'une manière ou d'une autre. Un de 220pF, un de 1.500pF et un de 10.000pF.
• A propos de ces relais Reed j'ai considéré que tout ça devenait un peu trop compliqué et "risqué" Compte tenu du fait qu'un ne faut que 3 condensateurs et non pas 4 comme je le pensais encore il y a quelques jours, il m'a alors semblé que c'était mieux de réaliser non pas 1 ampli mais 3 amplis ! A chacun son condensateur Et 3 BNC sur le boîtier alu. A charge de l'opérateur de se connecter sur la bonne BNC mais l'application est telle que ce ne sera pas un problème.

A la lumière de ça, voici le nouveau schéma ci-dessous.
Explication des changements dans cette version 2 :

• 3 amplis identiques, comme sur le schéma, avec chacun son condensateur donc.
• Les 3 condensateurs ont été re-déterminés : 220pF, 1.500pF et 10.000pF.
• Entrée inchangée, toujours 2m de câble microDot et une BNC classique. Reste à voir que faire avec la capacité parasite de ce câble ? Quant à la résistance d'isolement de la BNC n'est pas un problème vu que la tension entre le point chaud et la masse n'est que de 26µV. Ce qui génère un courant négligeable.
• A l'entrée - de l'ampli op, j'ai ajouté les deux diodes de protection sous boîtier BAV199 qui m'a été indiqué ci-avant.
• Les amplis Op, ce sont des OPA928 à présent puisqu'on a vu qu'ils remplacent le LM7721, merci Vincent PETIT
• On voit que ces amplis sont maintenant alimentés avec une légère tension négative de -100mV. Je compte fabriquer cette tension un petit régulateur DC-DC inverseur de tension -1V lm2662 que vous m'avez également indiqué, je pense et non représenté sur le schéma. Je n'ai pas encore tout compris dans le datasheet sur le comment obtenir cette (petite) tension ? Si nécessaire on fera un pont diviseur et une petite régulation de tension. Je ne sais pas encore comment mais bon, ça ne me paraît pas être très high-tech
• Premier ampli avec son condensateur de rétroaction donc et le second servant juste à inverser le signal éventuellement négatif qui pourrait apparaître à l'entrée (pour rappel, capteur piezo défectueux ou légère dérive négative entre le RESET réalisé toutes les 15 secondes. Pour actionner ce RESET, je vais donc utiliser un switch analogique TMUX6121.
• La référence de 3,0V serait un chip LT1790 de Linear Technology.
• Le processeur ARM STM32F407 est inchangé.

Voilà

[Antoane]

Bonsoir,

Je me passerais de la BAV199 et utiliserais les diodes internes au OPA298, pour éviter leur fuite.

L'inverseur est mal cablé. Pour ce circuit, inutile de mettre un OPA298, voire même : mieux vaut un AOPplus adpté pour cette application.

Tu peux aussi remplacer l'inverseur par un circuit ajoutant un offset V0 à la tension mesurée : si la tension mesurée par l'ADC est inférieure à V0, c'est la sortie de l'AOP est <0. Ce circuit se résume à deux résistance :
- une entre la sortie de l'AOP et l'entrée de l'ADC,
- une entre l'entrée de l'ADC et le Vref

Il faudrait réfléchir un peu, mais il me semble qu'il serait possible et préférable de connecter un TMUX entre la sortie de l'AOP et la masse, et un autre entre l'entrée inverseuse et la masse. On est alors beaucoup moins sensible au courants de fuites du TMUX, ou bien car la tension aux bornes du TMUX est ~0, ou bien car la tension est fixée par la sortie de l'AOP. Il faudra probablement une petite résistance additionnelle pour limiter le courant de sortie de l'AOP.

Si tu as une sortie de libre sur le MCU, tu peux t'en servir pour créer la tension de polarisation négative avec une petite pompe de charge diode-capa.

Si tu as possibilité de rapprocher le conditionneur du capteur, c'est toujours bénéfique.

[Epoxy]

Merci Antoane
Uhh houlà ! Beaucoup de changements
Je réfléchis et je reviens

[jiherve]

bonjour
moi il y a un truc qui m’échappe : L'ADC du µC est censé ne traiter que du positif or il est attaqué sur deux voies differentes avec des tensions manifestement opposées mais en court circuit!
au passage j'aime bien le câblage de l'AOP inverseur !
JR

[Vincent PETIT]

Bonjour,
Comme le suggère Antoane, j'ajouterai aussi un système de calibration pour le réglage du zéro (pour palier à toutes les petites imperfections qui seront présentes à la fin, routage du PCB, courant de fuite négligé, courant de gaine sur le câble blindé), une solution c'est de transformer l'inverseur pour lui ajouter un offset. Dans ce goût là :



Ici, avec un portad numérique 32 tap on peut faire faire varier l'offset d'environ 60µV par tap

[Epoxy]

Voilà, à la lumière de vos commentaires, j'ai réalisé une troisième version du schéma.

Je réponds d'abord à Antoane en son message #53 :

• Tu parles de l'OPA928 dans ton message évidemment
• Concernant les diodes de protection BAV199, l'un d'entre-vous ici ne fait pas trop confiance aux circuits internes. A juste titre ? Je ne sais pas. Tout ce que je sais c'est que la surtension aux bornes de la capa peut dépasser les 200V et c'est beaucoup. Un peu moins maintenant, ça avait été calculé avec une capa de 100pF. Maintenant que la plus petite vaut 220pF, avec une charge maximum de 25600pC, cela donne Umax=Q/C=25600/220=116V. Ça reste beaucoup je trouve. Sur le schéma, je conserve donc le BAV199
• J'ai supprimé le second ampli op inverseur et j'ai porté l'entrée + du premier à 100mV au lieu de la mettre à la masse. Cela laisse ainsi la possibilité d'une légère excursion négative de la charge du condensateur comme requis (lente dérive du condensateur ou capteur piezo défectueux)
• Pour fabriquer ces 100mV, je réalise un simple pont de résistances au départ des 3,3V d'alimentation. Avec une résistance de 390kΩ et une de 12kΩ. Cela donne exactement 98,5mV. Il n'est pas nécessaire d'être pile à 100mV. Comme je vais le réexpliquer au message suivant à Vincent PETIT, ce qu'on regarde c'est la différence de tension entre juste avant la montée et le pic de la courbe, maximum 500µs plus tard.
• Concernant le TMUX6121, c'est vrai que la capa se décharge légèrement dans sa résistance à l'état OFF. Calculons : Le datasheet du TMUX6121 renseigne un courant de fuite OFF de 50pA. La montée de la courbe se réalise en 500µs maximum. Soit Q=It=50pA x 500µS = 25fC de perte de charge. La charge minimum à mesurer dans cette application est de 96pc. Cela fait une perte de 25fC / 96pC * 100 = 0,026%. On néglige Et je le laisse donc où il est entre les bornes de la capa sans rien changer. Ceci d'autant qu'on maîtrise la valeur de cette perte et on pourra toujours corriger par software.
• Enfin quant au choix de l'ampli op, on est successivement passés de l'OPA350 qui était mon choix initial à un LMP7721 vu son très faible courant de bias (quelques pA) Puis on est passé à l'OPA928 qui est son successeur. Faut-il encore changer ? Si oui, pourquoi ?

Voici le nouveau schéma

[Epoxy]

Je réponds maintenant au message #56 de Vincent PETIT :

Il n'y a pas besoin de faire tout ça

Je répète mon explication et la précise au passage : ce qu'il faut mesurer c'est la variation de charge, pas la charge absolue.

Dans le schéma ci-dessous j'ai représenté la chose.

Le logiciel (qui existe) lit d'abord la valeur de la tension à l'ADC avant la montée de la courbe, cela pendant environ 250µs.
Cette tension peut même légèrement osciller (bruit électronique) Le logiciel calcule la moyenne.
Ensuite la tension monte, très rapidement on l'a vu, sur une durée allant entre 20µs et 500µs selon le type de pièce mécanique dont on mesure le choc.
Le logiciel va alors chercher le point maximum de cette courbe.
Puis il calcule la différence entre la tension avant la montée et ce max recherché.
Cela donne le résultat.

[Antoane]

Tout ce que je sais c'est que la surtension aux bornes de la capa peut dépasser les 200V et c'est beaucoup. Un peu moins maintenant, ça avait été calculé avec une capa de 100pF. Maintenant que la plus petite vaut 220pF, avec une charge maximum de 25600pC, cela donne Umax=Q/C=25600/220=116V. Ça reste beaucoup je trouve.

Encore une fois : cette valeur n'a pas de sens, elle est purement fictive. 25nC de charge pendant 20us, ca fait un courant moyen de ~1mA, ou ~2mA crête...
J'ai aussi donné plus haut une proposition de connection pour éviter le courant de fuite des diodes.

As-tu fais une simulation du circuit pour vérifier que l'OPA est suffisament rapide ?

[Epoxy]

Merci pour ta réponse Antoane

Je ne vois pas pourquoi cette valeur n'a pas de sens ? C'est purement indicatif pour estimer ce qui pourrait se passer dans le cas extrême où l'opérateur, par mégarde, utilise l'ampli à 220pF sur un piezo qui va lui produire 25nC en 500µs. Ce qui donne, Q=It soit I=Q/t=25nC / 500µs = 50µA. Ce que le condensateur pourra absorber sans problème. Dans ce cas de figure, peu importe que l'ampli op suive où non, la mesure n'aura de toute façon pas de sens. Ce qu'il faut c'est le protéger.

Normalement, lorsque l'opérateur s'attend à recevoir 25nC, il se raccorde à l'ampli de muni dune capacité de 10.000pF. Ce qui lui ferait Q=CU, U=Q/C=25nC / 10.000pF = 2,5V. Et là on est dans la gamme de l'ADC et la valeur est donc mesurable.

Je n'ai pas fait de simulation, je ne suis pas outillé pour le faire. Peut-être suffit-il d'installer un logiciel pour ça ? Si oui lequel ?
Mais en amont de ça, je me fie au datasheet qui renseigne, page 5, un "slew rate" de 3,5V/µs. Ce qui me paraît amplement suffisant. En effet, dans le pire des cas, la montée complète, jusqu'à 3,1V, se fait en 20µs. Ce qui est 20 fois plus lent. Ou je me trompe ?

Le courant de fuite dans les diodes, je ne vois pas ? Peux-tu me rappeler stp ?