Hacheur de puissance

[Yvan_Delaserge]

Cela peut être intéressant à titre documentaire, mais il n'est pas crucial de connaitre la valeur exacte: ce qui importe est surtout de respecter le nombre de volts*seconde en fonction de la surface du noyau pour ne pas le saturer.
Après, il y a un certain courant magnétisant qui va s'établir en fonction de la valeur réelle de l'inductance magnétisante, mais ce courant sera normalement minoritaire comparé au courant du à la charge.
C'est particulièrement vrai pour les "gros" composants: les réalités dimensionnelles des composants inductifs font qu'il n'y a pas de facteur d'échelle linéaire et uniforme en fonction de la taille: certains paramètres varient en d¹, d'autres en d² ou en d³. Le résultat, c'est qu'un "gros" transfo aura toujours une inductance magnétisante confortablement élevée s'il doit satisfaire à la condition de section de noyau, cela ne devrait donc pas être un souci ici.
Pour de petits composants inductilfs, cela peut devenir un vrai problème, au point qu'il faut augmenter le nombre de spires, mais ici il n'y a aucun risque.

OK, on va y aller comme ça, et au besoin augmenter la fréquence de hachage, si le noyau fait mine de saturer.

A 50 Hz, on devrait pouvoir tirer dans les 300 W du transfo d'un four microondes, compte tenu de la taille de son noyau.

Seulement, un four microondes fournit 800 W de microondes, et le magnétron a un rendement de 66 %. Donc le transfo fournit en réalité 1200W! Mais il y a divers artifices qui combattent la saturation du noyau: shunts magnétiques, entrefer.

Si on pouvait avec un seul transfo, appliquer 1200 W à une soudure, on aurait un appareil très performant!

Et pour pas cher!

Amicalement,

Yvan
-----

[Biname]

En effet, alors que si on utilise 2 capas de 1000 uF, on a un beau signal carré de 200 V c à c. Pas de surtension. En conclusion, quand on s'approche de la résonance, on a un coefficient de surtension de 5. Et probablement que le courant est multiplié d'autant. Donc pertes par effet Joule et surtout risques de claquage des MOSFETS.

Après relecture de la théorie du transformateur, il apparaît que le transformateur est vu
comme une inductance L en parallèle avec une résistance R. La valeur de L est l'inductance
du primaire circuit secondaire ouvert et R = K².Rs = (Np/Ns)².Rs = (Vp/Vs)².Rs = (Is/Ip)² * Rs
Quelle que soit la fréquence pour autant que les pertes - fer et cuivre - soient négligeables.
Les indices 'p' et 's' signifient respectivement 'primaire' et 'secondaire'.


Appelons Cd les deux capacités tête bêche et Cl les deux capacités de lissage du redresseur
(qui, comme l'a dit Tropique, interviennent en CA aussi) ; en circuit alternatif, ces deux capacités
sont en série. La valeur résultante Cr = Cd.Cl/(Cd + Cl)

L'impédance que voient les mosfets vaut Z = (Z(L)//R) + Z(Cr)

Z = ((jwLR)/(R + jwl)) - (j/wCr)

Qui donne une longue monstruosité au développement mais on peut en déduire que :

La réactance s'annule pour
R = 0 donc R2 = 0 et primaire court-circuité (?en première approximation je suppose?)
et pour
w²LCr = 1 (**) dans ce cas on a Z = (R.L/Cr)/(R² + w².L²) (***)

Donc la fréquence de résonance est constante et ne dépend pas de Rsecondaire. Par contre, on devine (1)
que Q va baisser quand Rsecondaire diminue ... à suivre

Dans notre cas : L = 20mH, Rs = 0.002 ohms, K = 50 (selon Is et Ip sous LTSpice), Cd = 2x1000µF serie = 500µF,
Cl = 2x1000 // = 2000µF
Cr = Cd serie avec Cl = 2000 x 500 / (2000 + 500) = 400 µF

Frésonance (**) = (1/(2.PI)) *(1/Sqr (L * Cr)) = 56 Hz (T = 17.8 ms et pulse = 8.9ms ... vite dans LTSpice)


========== à 56 Hz ============================== ============================== =========================
LTSpice avec ces valeurs : L 1100V càc et 98A càc et de presque magnifiques sinusoïdes en courant et en
tension sur les capas.

A la résonance Z est purement résistive et vaut (***):
R = 0.002 * 50² = 5
Zr = (5 * 0.02/0.0004) / (5² + (2 * Pi * 56 * 0.02)²) = 3.35 ohms
Ir crête devrait donc valoir 160/3.5 = 48A ... 49 sur LTSpice
========== fin 56 Hz ============================== ============================== =======================



Repassons à 150 Hz (pulses 3 et 6 ms)
==================
Selon LTSpice la tension sur les deux capas tête bêche tombe à 60V càc, et est inférieure à 30V sur chaque capas
Ce qui est normal, la tension se répartit selon les impédances wL//R serie 1/wCr composée de Cd et Cl qui sont un
diviseur capacitif ... à suivre (1)


(1) il est tard on se contentera de deviner aujourd'hui. Ce soir on a eu trois brêves coupures de
courant qui ont resetté le PC, ça n'arrive jamais !

Il faut voir combien de temps le condo passe en inverse. D'après la simu, c'est 0,3 mS toutes les 30 mS. C'est 1% du temps. La couche d'alumine n'a pas le temps de disparaître.



Où va aller cette énergie? Je pense qu'elle va en bonne partie être dissipée dans le noyau du transfo en pertes d'hystérésis et courants de Foucault. Pour un appareil de soudure par points, ce n'est guère un problème, parce que le cycle d'utilisation typique sera de 1 soudure d'une durée d'une seconde puis au minimum 10 secondes d'inactivité, pendant lesquelles on repositionne la pince pour une nouvelle soudure.

Si les condos électrolytiques chauffent trop,on pourrait tenir compte des harmoniques en connectant des 0,1 uF 500 V mylar en parallèle.

Oui.

En effet, il faudra peut-être songer à les apparier. Les résistances de 150K en parallèle ne suffiront peut-être pas à maintenir le point milieu à V alim/2.

Moi """" Selon LTSpice, les variations de la charge sont très très mal supportées ! """"

Toi : A quel niveau?

Cela correspondait à deux capacités tête-bêche de 150 µF qui sont maintenant passées à 1000µF, il n'y a plus résonance et les variations de la charge RLoad (essaye 10 ohm) ne changent rien. Il faut donc fuir la résonance car la fréquence de résonance ne dépend pas de RLoad, par contre le Q oui, à la résonance, lorsque RLoad diminue, Q augmente et donc les surtensions/surcourants.

A mon avis, il n'y a pas de feedback comme dans une alim stabilisée.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1364813107

Le 2153 oscille, introduit les temps morts, ajoute la tension nécessaire pour actionner le MOSFET du haut et basta.

Oui.

C'est ce que dit la doc, en effet



Il y a une chose qui m'intrigue: à quoi sert la diode D1? Elle ne figure pas dans la version plus ancienne IR2153, mais elle est incluse à l'intérieur de l'IC dans la version IR2153D

C'est une BA 159 dans le schéma présenté au début de ce fil. Une diode rapide 1A 100 V. Sans doute ce que l'on appelle la diode bootstrap?

Pas facile de deviner ! Il est facile dire qu'elle interdit à Vb de descendre sous Vcc ??? .
Comment est commuté le mosfet du 'haut' par ce circuit qui flotte je me demande toujours comment ?

Je vais voir si je peux trouver un modèle SPICE de cet IC chez le fabricant.

Une dernière question que je me pose: On trouve facilement de IC drivers pour des half-bridge, comme le IR 2153, justement.

Mais un montage qui serait plus intéressant dans notre cas, car il permettrait d'utiliser un transfo de four microondes avec le primaire d'origine, serait un montage en H, un full bridge, dont voici le fichier asc. Il suffit d'enlever l'extension txt.

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/txt.gif

Un pourrait actionner chaque paire d'IGBT avec un IR 2153, avec une horloge commune, qui actionnerait les 2 IC, mais comment les déphaser de 180 degrés?

Alternativement, est-ce que vous connaissez des drivers full bridge capables de travailler à 600 V?

Oui un chip qui supporterait plus de 600V ... Mon intérêt pour ton sujet est lié au fait que je connais mal , donc pas de chip à suggérer ça doit se trouver ?

Bonne ... nuit

[Biname]

Correction au message précédent :

Lire
Cela correspondait à deux capacités tête-bêche de 150 µF qui sont maintenant passées à 1000µF, il n'y a plus résonance et les variations de la charge RLoad (essaye 10 ohm) ne changent rien. Il faut donc fuir la résonance car la fréquence de résonance ne dépend pas de RLoad, par contre le Q oui, à la résonance, lorsque RLoad augmente, Q augmente et donc les surtensions/surcourants.


Et non
Cela correspondait à deux capacités tête-bêche de 150 µF qui sont maintenant passées à 1000µF, il n'y a plus résonance et les variations de la charge RLoad (essaye 10 ohm) ne changent rien. Il faut donc fuir la résonance car la fréquence de résonance ne dépend pas de RLoad, par contre le Q oui, à la résonance, lorsque RLoad diminue, Q augmente et donc les surtensions/surcourants.

[Tropique]

En effet, alors que si on utilise 2 capas de 1000 uF, on a un beau signal carré de 200 V c à c. Pas de surtension. En conclusion, quand on s'approche de la résonance, on a un coefficient de surtension de 5. Et probablement que le courant est multiplié d'autant. Donc pertes par effet Joule et surtout risques de claquage des MOSFETS.

Le Q pratique sera beaucoup plus faible que dans la sim, qui ne tient pas compte de mécanismes de dissipation dans le transfo et les condos

En effet, il faudra peut-être songer à les apparier. Les résistances de 150K en parallèle ne suffiront peut-être pas à maintenir le point milieu à V alim/2.

Un appariement ne changerait pas la valeur statique de la tension, de toutes manières le convertisseur lui-même va imposer V+/2 au point milieu, parce qu'il se comporte comme un ampli classe D TBF

Une dernière question que je me pose: On trouve facilement de IC drivers pour des half-bridge, comme le IR 2153, justement.

Mais un montage qui serait plus intéressant dans notre cas, car il permettrait d'utiliser un transfo de four microondes avec le primaire d'origine, serait un montage en H, un full bridge, dont voici le fichier asc. Il suffit d'enlever l'extension txt.

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/txt.gif

Un pourrait actionner chaque paire d'IGBT avec un IR 2153, avec une horloge commune, qui actionnerait les 2 IC, mais comment les déphaser de 180 degrés?

Si on se fie à la datasheet, il devrait suffire de connecter le deuxième en esclave avec son Ct sur le Rt du maitre. Si les phases ne sont pas respectées par rapport au bloc-diagram, la sortie basse devrait être utilisable comme maitre, et si rien n'est bon, il reste toujours l'option d'ajouter un inverseur externe.

[Biname]

En dessinant l'alimentation liée au schéma de l'IR2153, on voit que le condensateur de liaison/découplage/tête-bêche n'est pas du tout indispensable (1) ... Mea n'importe quoi , méa maxima n'importe quoi.

Terminé

(1) elle sera utile lorsqu'un des mosfets claquera ...

[DAT44]

Une dernière question que je me pose: On trouve facilement de IC drivers pour des half-bridge, comme le IR 2153, justement.

Mais un montage qui serait plus intéressant dans notre cas, car il permettrait d'utiliser un transfo de four microondes avec le primaire d'origine, serait un montage en H, un full bridge, dont voici le fichier asc. Il suffit d'enlever l'extension txt.

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/txt.gif

Un pourrait actionner chaque paire d'IGBT avec un IR 2153, avec une horloge commune, qui actionnerait les 2 IC, mais comment les déphaser de 180 degrés?

Alternativement, est-ce que vous connaissez des drivers full bridge capables de travailler à 600 V?

Amicalement,

Yvan

Bonjour,
http://www.irf.com/product-info/data...a/irs2453d.pdf

http://fr.farnell.com/international-...00v/dp/1271822

[Yvan_Delaserge]

En dessinant l'alimentation liée au schéma de l'IR2153, on voit que le condensateur de liaison/découplage/tête-bêche n'est pas du tout indispensable (1) ... Mea n'importe quoi , méa maxima n'importe quoi.

Terminé

(1) elle sera utile lorsqu'un des mosfets claquera ...

Salut Biname,

Si l'un des MOSFET claque, l'autre n'a plus que 6 msec à vivre. Car lorsqu'il deviendra passant, on aura un court-circuit direct de l'alim, du plus au moins.

Enfin, si le premier qui claque le fait en se mettant en court-circuit bien sûr. C'est ce que font les bipolaires, mais est-ce aussi le cas des MOSFET? Probablement, si c'est à la suite d'une surtension ou d'une surintensité. La structure du transistor fond et se comporte comme une barre à mine.

Le condo en série avec le retour du primaire ne va pas protéger le deuxième MOSFET.
En conclusion, il me semble que l'on peut vraiment éliminer ce condensateur. C'était ma question de départ.

En effet, le continu est déjà interrompu par les condensateurs de filtrage. Il ferait donc double emploi.
Et non seulement ça, mais en plus, pour une certaine valeur, il peut créer une résonance avec le primaire, ce qui n'amène rien de bon comme tu l'as démontré (surtensions, surintensités)

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Un appariement ne changerait pas la valeur statique de la tension, de toutes manières le convertisseur lui-même va imposer V+/2 au point milieu, parce qu'il se comporte comme un ampli classe D TBF

C'est vrai que le point milieu est nourri pendant 25 msec à partir du + le l'alim et pendant 25 msec du mois, et à travers la même impédance, celle du primaire. Donc ça devrait s'équilibrer pas trop mal.

Si on se fie à la datasheet, il devrait suffire de connecter le deuxième en esclave avec son Ct sur le Rt du maitre. Si les phases ne sont pas respectées par rapport au bloc-diagram, la sortie basse devrait être utilisable comme maitre, et si rien n'est bon, il reste toujours l'option d'ajouter un inverseur externe.

Bon plan, merci. En fait, en allant regarder sur le site de International rectifier, on trouve l'idéal, qui serait un IRS 2453D, tel qu'indiqué par DAT 44, merci à lui. Mais malheureusement on est obligé de le commander chez Farnell et bon! Le coup classique! Le chip coûte 3,55 euros, et il y a 30 euros de frais de port.

Je vais donc me rabattre sur des composants disponibles sur Ebay, qu'on peut régler par Paypal, et avec des frais de port compris. IR2109 à $ 4,99 les 2 pièces ou bien IR 2184 à $ 17,28 les 4 pièces.

On peut attaquer ces drivers avec des IC logiques CMOS. Je pensais utiliser le montage suivant:


http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1364975330

Il fournit un créneau rigoureusement symétrique temps on /temps off grâce à un flip-flop

Les IR 2109 ou 1R2184 ont une entrée horloge. Je vais les connecter chacun à une sortie du 4017.

Et ils ont aussi une entrée shutdown que je vais relier à l'interrupteur marche/arrêt de la soudeuse par points. L'alim restera en fonction tout le temps et le hacheur ne se mettra en route que lorsqu'on actionnera le dit interrupteur. ça économise un relais de puissance ou un triac. Ce seront les IGBT qui feront tout le boulot.


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

On avance bien.
Il faudrait trouver un moyen de protéger les IGBT au cas où on aurait un court-circuit au niveau du secondaire, on simplement une surintensité de cause xy. J'avais pensé au schéma suivant, qui met le gate d'un IGBT au potentiel de la source, si l'intensité à travers la source dépasse 7 A.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1364979295
La question que je me pose est que quand l'intensité dans l'IGBT atteint 7 A, le 2N222 conduit, coupe l'IGBT, donc le courant passe à zéro, donc le 2N 2222 coupe, donc l'IGBT se remet à conduire. Tout ça risque de créer une oscillation. Le tout est de savoir quel est le temps de propagation, autrement dit quel temps va durer le cycle entre la coupure de l'IGBT et sa remise en conduction. Il faut que je fasse une simulation. ça sera déterminé principalement par la capacité de gate et la résistance 6,8 Kohms en série.

Qu'en pensez-vous?


Amicalement,

Yvan

[Tropique]

On peut attaquer ces drivers avec des IC logiques CMOS. Je pensais utiliser le montage suivant:


http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1364975330

Il fournit un créneau rigoureusement symétrique temps on /temps off grâce à un flip-flop

Les IR 2109 ou 1R2184 ont une entrée horloge. Je vais les connecter chacun à une sortie du 4017.

attention, l'alimentation est incorrecte: avec un régulateur série on ne peut pas employer cette configuration, le 7812 va soit griller soit ne pas réguler, mais en tous cas ça ne fonctionnera pas.
Avec une résistance chutrice, il faut un régulateur shunt (zener).

Et ils ont aussi une entrée shutdown que je vais relier à l'interrupteur marche/arrêt de la soudeuse par points. L'alim restera en fonction tout le temps et le hacheur ne se mettra en route que lorsqu'on actionnera le dit interrupteur. ça économise un relais de puissance ou un triac. Ce seront les IGBT qui feront tout le boulot.

Attention, si ton transfo est calculé précisément, tu risques de provoquer une saturation qui va griller les transistors.
Un transformateur est normalement calculé pour le régime établi: chaque demi-cycle débute avec comme conditions initiales le demi-cycle précédent.
Si tu pars de conditions initiales nulles, le noyau verra une induction doublée, ce qui risque de poser des problèmes.
Pour du carré, la formule normalement utilisée pour calculer le nombre de spires est n=V/(4BFAe).
Pour démarrer à zéro, il faudrait la corriger en n=V/(2BFae)
Lorsque tout est mis sous tension d'un coup, cela ne pose généralement pas de gros problème, parce que les gros condensateurs de filtrage ne se chargent pas instantanément, ce qui laisse le temps à l'induction de se recentrer, et tes ICs initiaux ont un soft-start, mais ici si ta commande coincide avec le début d'un demi cycle, il n'y aura rien pour amortir le choc, et le courant ne sera limité que par la résistance ohmique du transfo.

[Biname]

On avance bien.
Il faudrait trouver un moyen de protéger les IGBT au cas où on aurait un court-circuit au niveau du secondaire, on simplement une surintensité de cause xy. J'avais pensé au schéma suivant, qui met le gate d'un IGBT au potentiel de la source, si l'intensité à travers la source dépasse 7 A.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1364979295
La question que je me pose est que quand l'intensité dans l'IGBT atteint 7 A, le 2N222 conduit, coupe l'IGBT, donc le courant passe à zéro, donc le 2N 2222 coupe, donc l'IGBT se remet à conduire. Tout ça risque de créer une oscillation. Le tout est de savoir quel est le temps de propagation, autrement dit quel temps va durer le cycle entre la coupure de l'IGBT et sa remise en conduction. Il faut que je fasse une simulation. ça sera déterminé principalement par la capacité de gate et la résistance 6,8 Kohms en série.

Qu'en pensez-vous?


Amicalement,

Yvan

Hmmm ! J'hésite L'IGBT ne sera pas coupé, le courant y sera limité à 7A et il va chauffer (rappel : 150 Hz). Dis-je encore une bêtise ?
Comme dit tropique, pour le 7812, rien n'empêche la capa à son entrée de monter à 350V, une Zener 12V à la masse ...

[Tropique]

La question que je me pose est que quand l'intensité dans l'IGBT atteint 7 A, le 2N222 conduit, coupe l'IGBT, donc le courant passe à zéro, donc le 2N 2222 coupe, donc l'IGBT se remet à conduire. Tout ça risque de créer une oscillation. Le tout est de savoir quel est le temps de propagation, autrement dit quel temps va durer le cycle entre la coupure de l'IGBT et sa remise en conduction.

Que le circuit passe en linéaire à 7A ou se mette à osciller, le remède est pire que le mal: c'est la destruction assurée.

Faire une protection efficace, fiable et performante est loin d'être simple, et il est largement préférable d'avoir un circuit non-protégé qui fonctionne bien qu'un circuit protégé foireux.

De toutes façon, la condition "secondaire en court-circuit" ressort du fonctionnement normal ici, et il me parait superflu de s'en prémunir. Il faut des IGBT dimensionnés très largement pour faire face aux variations et dispersions diverses, c'est la meilleure protection qui soit, et c'est en principe la seule nécessaire.

[Yvan_Delaserge]

Que le circuit passe en linéaire à 7A ou se mette à osciller, le remède est pire que le mal: c'est la destruction assurée.

Faire une protection efficace, fiable et performante est loin d'être simple, et il est largement préférable d'avoir un circuit non-protégé qui fonctionne bien qu'un circuit protégé foireux.

De toutes façon, la condition "secondaire en court-circuit" ressort du fonctionnement normal ici, et il me parait superflu de s'en prémunir. Il faut des IGBT dimensionnés très largement pour faire face aux variations et dispersions diverses, c'est la meilleure protection qui soit, et c'est en principe la seule nécessaire.

Je prends note, merci Tropique.

C'est vrai que si je prends par exemple des

IGBT de type Fairchild SGH80N60UFD par exemple:

http://www.datasheetcatalog.org/data...GH80N60UFD.pdf

que l'on trouve pour $9 la paire
http://www.ebay.com/itm/2-pcs-IGBT-G...item3a5d381447

Ils sont crédités de 80A à 25 degrés. S'il y a un problème, le pont redresseur 25 A devrait déclarer forfait avant.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Hmmm ! J'hésite L'IGBT ne sera pas coupé, le courant y sera limité à 7A et il va chauffer (rappel : 150 Hz). Dis-je encore une bêtise ?
Comme dit tropique, pour le 7812, rien n'empêche la capa à son entrée de monter à 350V, une Zener 12V à la masse ...

Tu crois que ça va limiter à 7 A? Le 2N2222 travaille en commutation. C'est du tout ou rien. Je vais essayer de voir ce qu'en dit LTspice.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

attention, l'alimentation est incorrecte: avec un régulateur série on ne peut pas employer cette configuration, le 7812 va soit griller soit ne pas réguler, mais en tous cas ça ne fonctionnera pas.
Avec une résistance chutrice, il faut un régulateur shunt (zener).


Attention, si ton transfo est calculé précisément, tu risques de provoquer une saturation qui va griller les transistors.
Un transformateur est normalement calculé pour le régime établi: chaque demi-cycle débute avec comme conditions initiales le demi-cycle précédent.
Si tu pars de conditions initiales nulles, le noyau verra une induction doublée, ce qui risque de poser des problèmes.
Pour du carré, la formule normalement utilisée pour calculer le nombre de spires est n=V/(4BFAe).
Pour démarrer à zéro, il faudrait la corriger en n=V/(2BFae)
Lorsque tout est mis sous tension d'un coup, cela ne pose généralement pas de gros problème, parce que les gros condensateurs de filtrage ne se chargent pas instantanément, ce qui laisse le temps à l'induction de se recentrer, et tes ICs initiaux ont un soft-start, mais ici si ta commande coincide avec le début d'un demi cycle, il n'y aura rien pour amortir le choc, et le courant ne sera limité que par la résistance ohmique du transfo.

Encore deux points dont je prends soigneusement note, merci Tropique.

Bien vu pour la Zener

Et encore plus pour la mise en route du hacheur. Tu as raison , bien sûr. Le 4047 n'a pas de vrai soft-start avec PWM comme un chip spécialisé.

Autant profiter du soft-start que nous offrent gratuitement les condensateurs de filtrage. Comme ils vont eux-mêmes tirer beaucoup de courant au démarrage, je compte d'ailleurs les alimenter à travers une résistance CTN, sinon je suis bon pour faire sauter les plombs à chaque soudure!

Je pensais en mettre 2 ou 3 comme ça en parallèle. Elles sont données pour 5 A et mon circuit ne devrait pas dépasser les 10 A, à l'entrée 220 V secteur.

http://www.ebay.com/itm/20pcs-5-Ohm-...item5aefc696b8

Est-ce que ça peut se monter en parallèle les résistances CTN? Ou bien est-ce que c'est comme les transistors bipolaires? Il y en a un qui prend tout le courant, il claque et ainsi de suite pour tous les autres jusqu'au dernier. Si elles ont un coefficient de température négatif, elles sont faites en matériau semi-conducteur, non? Mais bon, il n'y a pas de jonction, c'est vrai.

Sinon, il y a du plus gros:

http://www.ebay.com/itm/AMETHERM-NTC...item4605d8d312

Mais c'est plus cher...


Amicalement,

Yvan

[Biname]

Tu crois que ça va limiter à 7 A? Le 2N2222 travaille en commutation. C'est du tout ou rien. Je vais essayer de voir ce qu'en dit LTspice.

Amicalement,

Yvan

J'en suis certain, ce circuit est ma source de courant préférée

La tension va monter doucement(*) aux bornes de la résistance de 0.1 ohms, une belle pente bien droite de ~3~ ms. Le 2N2222 va commuter lentement entre ~0.60 et ~0.7V et la tension va baisser tout aussi lentement sur la grille de l'IGBT, jusqu'à ce que I vaille ~7A ou tout se stabilise ... sauf la T° du l'IGBT. S'il y a un ?ripple, overshot, spurious, ... ? il sera très faible. On est à 150 Hz triangulaire, une éternité face au 300 MHz du 2N2222(gain unitaire) et à la microseconde de l'IGBT.

(*) aux points de commutation, la tension ne doit pas être un long fleuve tranquille(1) dans les quelques microsecondes qui suivent la commutation 600V<>0V ???. Le coin doit connaître aussi d'intenses champs magnétiques/électriques et électromagnétiques, les courants induits dans les lignes du coin doivent décoiffer les CD4000 ??? Jamais testé, juste une pensée négative .

(1) selon ce que j'ai lu de l'IR2153, les deux mosfets sont off pendant un temps très court ? Je vois des surtensions que LTSpice ne montre pas ??? même lorsque le secondaire est ouvert. Mon LTSpice (j'ai ajouté 2 x 3 ohms dans le secteur)

A mes risques puérils :

invert tcheque avec capa_ouvertunpeu.asc.txt

[Tropique]

Tu crois que ça va limiter à 7 A? Le 2N2222 travaille en commutation. C'est du tout ou rien. Je vais essayer de voir ce qu'en dit LTspice.

LTspice risque de ne pas montrer la situation telle qu'elle se présentera en réalité: il faudrait modéliser tous les effets de second ordre, et il faudrait que le cablage soit réalisé de manière parfaite, pour ne pas introduire des effets supplémentaires non pris en compte.

En plus, même sans ces effets, il y a déjà pas mal d'éléments complexes: l'effet Miller dans l'IGBT, le fait qu'à court terme la charge est complètement inductive, et aussi le fait que pour générer une surcharge il faut deux participants: un IGBT en haut et un en bas. Comme il ont tous les deux une protection, il vont se faire la course à qui réagira le premier et cela risque de créer une oscillation de mode entre les deux: une sorte de multivibrateur encouragé par les effets mentionnés.
S'il n'y a pas d'oscillation, ce ne sera pas mieux: le transistor dissipera plus de 2kW, ce qui ne va pas lui faire du bien.

Pour avoir une chance de succès, il faudrait remplacer les transistors par des thyristors de faible puissance, mais cela risque fort de générer d'autres effets indésirables.

Comme je l'ai dit, une protection fiable et efficace dans ce contexte est quelque chose de très délicat.

Je pensais en mettre 2 ou 3 comme ça en parallèle. Elles sont données pour 5 A et mon circuit ne devrait pas dépasser les 10 A, à l'entrée 220 V secteur.

http://www.ebay.com/itm/20pcs-5-Ohm-...item5aefc696b8

Est-ce que ça peut se monter en parallèle les résistances CTN? Ou bien est-ce que c'est comme les transistors bipolaires? Il y en a un qui prend tout le courant, il claque et ainsi de suite pour tous les autres jusqu'au dernier. Si elles ont un coefficient de température négatif, elles sont faites en matériau semi-conducteur, non? Mais bon, il n'y a pas de jonction, c'est vrai.

J'en ai déjà vu en parallèle, je ne sais pas si c'est une pratique vraiment recommandable. De toutes manières, je vois un problème dans ce cas précis: si tu fais plusieurs points d'affilée, elles n'auront pas le temps de refroidir et ne vont plus limiter le courant aussi bien.

[Biname]

Un condensateur série avec le primaire limiterait la puissance et donc le courant. Il faudrait toutefois vérifier vérifier que le circuit est loin de sa fréquence de résonance.
Retour à la case départ

N = Nombre d'impuslions par seconde, énergie dans le condensateur = C * V² / 2

P = N * C * Vc² / 2 avec Vc = V_condesateur


A vos Z =


à Moi : un transfo bien choisi aussi gros malin !

[Yvan_Delaserge]

(*) aux points de commutation, la tension ne doit pas être un long fleuve tranquille(1) dans les quelques microsecondes qui suivent la commutation 600V<>0V ???. Le coin doit connaître aussi d'intenses champs magnétiques/électriques et électromagnétiques, les courants induits dans les lignes du coin doivent décoiffer les CD4000 ??? Jamais testé, juste une pensée négative .

C'est bien d'y penser. Il faudra faire attention à ne pas faire de boucles dans le câblage. Y compris dans les retours de masse. Prévoir des connexions courtes. Et utiliser des paires torsadées si nécessaire.

(1) selon ce que j'ai lu de l'IR2153, les deux mosfets sont off pendant un temps très court ? Je vois des surtensions que LTSpice ne montre pas ??? même lorsque le secondaire est ouvert. Mon LTSpice (j'ai ajouté 2 x 3 ohms dans le secteur)

A mes risques puérils :

Pièce jointe 215167

En effet. Je pensais à monter un snubber (résistance + capa en série) en parallèle avec le primaire du transfo. Dans les 470 Ohms et 3,9 nF pour commencer.


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

J'en ai déjà vu en parallèle, je ne sais pas si c'est une pratique vraiment recommandable. De toutes manières, je vois un problème dans ce cas précis: si tu fais plusieurs points d'affilée, elles n'auront pas le temps de refroidir et ne vont plus limiter le courant aussi bien.

L'intérêt de monter plusieurs résistances CTN en parallèle par rapport à une seule de plus gros calibre, serait qu'elles refroidiraient plus vite. A voir.

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

En effet. Je pensais à monter un snubber (résistance + capa en série) en parallèle avec le primaire du transfo. Dans les 470 Ohms et 3,9 nF pour commencer.

Ce n'est pas vraiment utile, ce sera repris et récupéré par les diodes de body des IGBT. Par contre, un condensateur série de bloquage du DC sera probablement nécessaire, si l'enroulement n'a pas assez de liberté pour rattraper les petites asymétries.

[Biname]

En effet. Je pensais à monter un snubber (résistance + capa en série) en parallèle avec le primaire du transfo. Dans les 470 Ohms et 3,9 nF pour commencer.

Ces 2 fois 3 ohms devaient simuler la résistance interne du secteur et non pas un ?snubber?, il eut été plus avisé de 'les' ajouter à la source secteur mais c'est moins 'visible' sur le schéma. Pas facile la vie

[Yvan_Delaserge]

Avec le groupe avec qui j'essaie de fabriquer la soudeuse par points, nous sommes en train d'examiner le comportement de nos transformateurs récupérés dans des fours microondes. En particulier le phénomène de saturation du noyau. Tout d'abord, en alimentant le primaire à partir du secteur, à travers un auto-transformateur, on a cherché à partir de quelle tension le noyau sature. On a obtenu la courbe suivante:

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/gif.gif

On voit que le courant dans le primaire s'envole de façon exponentielle à partir de 170 V. Normal, on s'est dit. C'est le noyau qui sature.

Mais ça c'est à vide, le secondaire est ouvert. Comment ça va se passer en charge?
On calcule les valeurs de puissance au primaire d'après les mesures de tension et d'intensité.
Pour le secondaire, on n'a que les mesures de tension. Mais si l'on assume que la résistance du secondaire est de 0,00107 Ohms (en fait, elle est certainement plus élevée), on peut extrapoler la puissance au secondaire.

Si l'on reposte les deux courbes de puissance sur le même graphique, l'on obtient ceci:

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/gif.gif

On voit donc que la puissance au secondaire augmente linéairement, mais ça a l'air de plafonner à partir de 220 V.
Par contre, la puissance au primaire augmente exponentiellement.
A l'origine, on voit que les pentes des courbes sont différentes.

Les deux courbes ne soient pas parallèles à basse tension. Elles divergent dès l'origine, car les pertes dans le secondaire vont augmenter plus vite que dans le primaire du fait de l'effet Joule à haute intensité. Elles restent rectilignes jusqu'au moment où la saturation du noyau les courbe, l'une vers le haut, l'autre vers le bas. Et à partir de là, le transfo n'est plus utilisable, car son rendement devient trop mauvais. Comme sur le petit dessin ci-dessous:

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/jpg.gif


Selon le 2e graphique, le montage serait utilisable à 162 V de tension réseau puisque c'est pour cette tension que l'intensité dans le primaire atteint 10 A. Si elle dépasse cette valeur, les plombs sautent!

A ce moment, la puissance au secondaire est de moins de 1500 W. Celle du primaire de 2200 W. Rendement donc de 68%. Mais je le répète, le courant dans le secondaire est certainement plus bas, donc le rendement plus faible.

On va refaire les mesures avec intensité au secondaire et en partant de zéro volts, avec un Variac. Du boulot pour le week-end!

Mais la question à 100 francs est:

Comment un four microondes, avec un tel transfo, peut-il produire 800W de microondes, alors que le magnétron a un rendement dans les 66 %?
Cela signifie que le transfo doit lui fournir 1200W! Et je vous fais grâce du chauffage du filament, qui passe lui aussi par le transfo.
De toutes façons, si l'on se base sur la taille du noyau, un tel transfo serait capable de traiter au maximum dans les 300 W selon ce qui est communément admis.
A force d'ingéniérie créative, les concepteurs de four microondes arrivent à lui faire cracher 4 fois plus! Incroyable! Non?

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Il y a beaucoup de choses à prendre en compte: le shunt magnétique, présent en fonctionnement normal, l'effet démagnétisant du courant secondaire, et enfin il ne faut pas confondre puissance apparente et puissance absorbée: il peut y avoir de grandes différences.

Comme ici l'application est totalement différente, il est probablement préférable de retourner directement aux fondamentaux: estimer la section de fer utile, et calculer le nombre de spires en fonction de la tension et de la fréquence choisie. Il y a moins de risques d'erreur qu'en faisant des extrapolations à partir d'hypothèses peu comparables.

[DAT44]

Bonjour,
pour info, un micro-onde se dépanne a l’ampèremètre, le transfo à vide (secondaire débranché) consomme 3 à 3.5 ampères, et en charge (magnétron en émission) 6 à 8 ampères.

[Biname]

Avec le groupe avec qui j'essaie de fabriquer la soudeuse par points, nous sommes en train d'examiner le comportement de nos transformateurs récupérés dans des fours microondes. En particulier le phénomène de saturation du noyau. Tout d'abord, en alimentant le primaire à partir du secteur, à travers un auto-transformateur, on a cherché à partir de quelle tension le noyau sature. On a obtenu la courbe suivante:

http://forums.futura-sciences.com/im...attach/gif.gif

On voit que le courant dans le primaire s'envole de façon exponentielle à partir de 170 V. Normal, on s'est dit. C'est le noyau qui sature.

Mais ça c'est à vide, le secondaire est ouvert. Comment ça va se passer en charge?

Secondaire ouvert, primaire au secteur à 50 Hz, ce transformateur ne doit pas saturer, c'est son domaine de fonctionnement ? Non ? Le 'fer' est peut-être 'mort', le primaire partiellement grillé, ... ? Avec 20mH au primaire ?mes? calculs donnent Imax = 50A (315/(2*PI*50*0.02) pas normal ? (j'ai trouvé des photos ... c'est impressionnant)

Des essais peuvent être faits avec des tranfos beaucoup plus petits. Pour les saturer au primaire, il faudra trouver autre chose que le secteur : une pulse de plus de 20 millisecondes et 315V par exemple. Une interpolation vers de plus gros transfos devrait se faire en fonction directe des sections des noyaux ?

==================

Et des accus LIPO ? On trouve pour 4$, 3.7V(1S) et 1 Ah, 25 ampères continu et 50 ampères en pic(25C) pour un poids de 25g et un volume de 12 cm³, il se recharge en 12 minutes sous 5A, durée de vie 100 cycles charge décharge et 2 à 3 ans.

Avec 40 accus, on a 1000A pendant 2 minutes pour 160$ + ?? 40 diodes 50A ?? Poids 1 kg, volume 500 cm³ (10 x 10 x 5 cm).

Juste une idée !

[Yvan_Delaserge]

Secondaire ouvert, primaire au secteur à 50 Hz, ce transformateur ne doit pas saturer, c'est son domaine de fonctionnement ? Non ? Le 'fer' est peut-être 'mort', le primaire partiellement grillé, ... ? Avec 20mH au primaire ?mes? calculs donnent Imax = 50A (315/(2*PI*50*0.02) pas normal ? (j'ai trouvé des photos ... c'est impressionnant)

ça confirme bien ce que j'ai mesuré: 3 à 3,5 A à vide. Normalement, un transfo de la taille d'un transfo de four microondes ne devrait traiter pas plus de 300 W. Mais il est survolté de manière à pouvoir en tirer davantage de puissance en limitant les coûts de fabrication. En l'occurrence, le magnétron fournit 800 W de microondes et dissipe 400 W. ça fait 1200W.
Mais le transfo tire 8 A comme nous le signale DAT44. ça fait 1760W.
Rendement: 1200/1760= 68%. Un four à microondes est bon marché à l'achat, mais cher à l'utilisation.
La question est: où sont dissipés les 560 W qui manquent à l'appel? Dans le noyau du transfo?

Je dis que le transfo est survolté parce qu'il fonctionne sur la base d'une spire par volt. Il y a 220 spires au primaire et normalement il devrait y en avoir davantage, si on veut éviter que le noyau sature.

Amicalement,

Yvan

[DAT44]

ça confirme bien ce que j'ai mesuré: 3 à 3,5 A à vide. Normalement, un transfo de la taille d'un transfo de four microondes ne devrait traiter pas plus de 300 W. Mais il est survolté de manière à pouvoir en tirer davantage de puissance en limitant les coûts de fabrication. En l'occurrence, le magnétron fournit 800 W de microondes et dissipe 400 W. ça fait 1200W.
Mais le transfo tire 8 A comme nous le signale DAT44. ça fait 1760W.
Rendement: 1200/1760= 68%. Un four à microondes est bon marché à l'achat, mais cher à l'utilisation.
La question est: où sont dissipés les 560 W qui manquent à l'appel? Dans le noyau du transfo?

Je dis que le transfo est survolté parce qu'il fonctionne sur la base d'une spire par volt. Il y a 220 spires au primaire et normalement il devrait y en avoir davantage, si on veut éviter que le noyau sature.

Amicalement,

Yvan

Bonjour,
sur les 1760 VA il faudrait un wattmètre pour savoir quel est la part active et réactive ?
Si on fait un bilan juste sur les perte "cuivre" (on trouve de plus en plus de transfo bobiné en Alu) on à 2 ohms au primaire + 120 ohms au secondaire, avec 8 et 0.6 ampères respectivement soit (8x8x2)+(0.6x0.6x120)=170 watts

[Yvan_Delaserge]

Bonjour,

Pour piloter les IGBT du hacheur, je compte utiliser des IR 2109. Le schéma de principe est le suivant:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1366354324

Je n'arrive pas à déterminer d'après la datasheet quelles devraient être les caractéristiques et valeurs de la diode D et du condensateur C de bootstrap.

Sachant que le montage devrait fonctionner entre 150 et 400 Hz. (Ordre d'idées)

Quelle est l'utilité des résistances en série avec les gates des IGBT? Amortir d'éventuelles oscillations? Est-ce bien utile entre 150 et 400 Hz? Ou bien est-ce nécessaire seulement à des fréquences de plusieurs KHz? Et quelle devrait être leur valeur? 200 Ohms?

En fait de résistances, est-ce qu'il ne faudrait pas plutôt en prévoir (genre 5,6 KOhm) entre les gates et les émetteurs des IGBT?, surtout si la capacité de gate est importante ( gros IGBT)? Afin d'accélérer la commutation on-> off?

Merci d'avance

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Bonjour tout le monde.

Je viens de passer un moment à calculer la valeur du condensateur de bootstrap pour les drivers IR 2109 qui vont piloter les IGBT.
C'est celui qui est connecté entre les bornes Vb et Vs juste à droite de l'IC.

C'est pas évident parce que International Rectifier fournit des formules de calcul dans lesquelles il faut tenir compte de:
la fréquence de fonctionnement (J'ai pris 150 Hz comme valeur de départ)
La charge de gate nécessitée par les IGBT ( 250 nanocoulombs pour les IGBT SGH90N60UF de Fairchild)
Le courant tiré par le driver (130 uA pour les IR 2109)
Le courant de fuite du condensateur de bootstrap ( je l'ai mesuré à environ 0,38 mA)
La chute de tension dans la diode de bootstrap (J'ai pris 1 V)
Du voltage minimum que l'on doit avoir entre l'émetteur et le gate de l'IGBT du haut. (J'ai pris 10 V)
De la chute de tension aux bornes de l'IGBT du bas lorsqu'il passe en conduction. (J'ai pris 2,6 V)


J'arrive à 30 uF.

Comme ce condensateur ne "voit" que la tension entre l'émetteur et le gate de l'IGBT situé côté haute tension, je compte utiliser un modèle 35 V.

Est-ce que l'un d'entre vous a de l'expérience avec ces drivers d'IGBT/MOSFET?

Amicalement,

Yvan