Hacheur de puissance

[Tropique]

Le courant de fuite du condensateur de bootstrap ( je l'ai mesuré à environ 0,38 mA)

Cette valeur semble énorme.
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[Yvan_Delaserge]

Bonjour tropique.

C'est le moins qu'on puisse dire!
Désolé pour la faute de frappe. Il s'agissait de 0,38 uA bien sûr!

Bonne journée,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1368201302
Bonjour tout le monde,
Les choses avancent, voici le circuit d'expérimentation du hacheur et son schéma:http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1368201388
Je vais passer aux MOSFET maintenant.
D'abord, on va voir ce que ça donne avec une tension basse, genre 24 V pour alimenter les MOSFET. Progressivement, je vais augmenter la tension et voir à partir de combien de Volts, tout ça se met à fumer!http://forums.futura-sciences.com/im...ons/icon12.png

Tout commentaire est bienvenu, naturellement, et merci d'avance!

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

D'abord, on va voir ce que ça donne avec une tension basse, genre 24 V pour alimenter les MOSFET. Progressivement, je vais augmenter la tension et voir à partir de combien de Volts, tout ça se met à fumer!

C'est une sage précaution: y aller par petites étapes, et vérifier à chaque fois que tensions, courants et oscillogrammes sont bien ceux attendus, et investiguer dès qu'il y a une divergence, même si elle ne semble pas poser de problème à première vue.

[Yvan_Delaserge]

Salut à tous.

J'ai commencé les essais du hacheur. Pour commencer, j'ai utilisé comme charge une lampe à incandescence de 60W 220V.

Muni d'un atténuateur 1:10 pour la haute tension, voici ce que j'observe à l'une des bornes de l'ampoule 60 W.

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1368991906

On est à environ 200 Hz. Un cycle dure 2,6 fois 2 ms.

Comme on le voit, l'amplitude du créneau est de 200 mV par centimètre, mais il faut multiplier une première fois par 10 car la sonde de l'oscillo est placée en position haute impédance.
Et il faut multiplier une seconde fois par 10 à cause de l'atténuateur de la haute tension. On a donc 20 000 mV par centimètre, c'est-à-dire 20 Volts par centimètre. Le créneau mesure 5,5 cm.
L'amplitude est donc de 110 Volts. Je suis allé jusqu'à 220 Volts, mais à ce moment-là, l'éclat de lampe était tel qu'il devenait gênant pour la photo.
Comme c'est du créneau, et non de la sinusoïde, la lampe reçoit à ce moment-là l'équivalent de 220 V continus. Sauf que le sens du courant s'inverse 400 fois par seconde. Mais l'amplitude est toujours au maximum.

Si on construit une alimentation avec un pont de diodes et des condensateurs de filtrage, on aura une tension de 300 V continue (égale au pic de tension de la sinusoïde 220 V). Si on alimentait la lampe avec du créneau 300 V, on aurait, en comparaison avec une alimentation par du 220 V alternatif, une puissance multipliée par 1,8. Elle risquerait bien de ne pas le supporter.
Le moment venu, il faudra voir ce que ça donne en alimentant un transfo, compte tenu de l'inductance. Je me demande si le simple fait de l'alimenter avec du créneau plutôt qu'avec de la sinusoïde, va augmenter la tension de sortie. Si ça pouvait donner 1,8 V par spire au secondaire u lieu de 1V, ce serait bien.

Même en alimentant la lampe sous 220V continus, avec la lampe qui dissipe ses 60 W nominaux, les radiateurs des MOSFETS ne chauffent pas. Les transistors dissipent très peu. A se demander si les radiateurs sont nécessaires. On verra quand on passera à des puissances plus élevées.

Le seul moment où les transistors dissipent un peu, c'est pendant les commutations, car c'est à ces moments-là que l'on a à la fois de la tension et du courant à leurs bornes.

On est donc tout naturellement porté à se demander comment se font les commutations.

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1368992011

Voici d'abord la commutation du positif vers le négatif. On voit qu'elle dure 2 us, et qu'elle est très propre. Pas de suroscillations, surtensions, ou autres. On voit aussi que l'oscillateur présente probablement du bruit de phase, puisque l'on distingue 2 flancs descendants, distants d'environ 0,4 us. Peut-être causée par de la ronflette dans l'alimentation de l'oscillateur? Mais cela n'est pas du tout gênant pour notre application.

A propos, le courant que tirent l'oscillateur et les drivers est extrêmement modeste. 3 mA seulement. Ces MOSFETS se commandent décidément avec rien du tout.

Il y avait aussi une question que je me posais concernant la tension que devait supporter le condensateur de bootstrap. En étudiant le circuit, j'en avais déduit que bien qu'il alimente le driver du MOSFET qui se trouve "en haut", du côté de la haute tension (et donc son gate doit recevoir le créneau de commande, additionné de la valeur de la haute tension), le condensateur ne "voit" que la tension d'alimentation de l'IC driver (15 V), moins la chute de tension dans la diode de bootstrap.

J'ai vérifié et c'est bien ça! La tension de service du condo que j'ai monté est de 35 V, donc, je laisse comme ça.
La tension aux bornes du condensateur est parfaitement stable lorsque le montage fonctionne en charge. 100 uF 35 V est donc parfaitement OK pour ce montage. En d'autres termes, entre deux alternances, le condensateur de bootstrap a le temps de semplir à travers la diode de bootstrap, et stocke suffisamment de charge pour remplir sans difficulté la capacité du gate du MOSFET. (qui est de l'ordre du nF, donc 100 000 fois plus petite)

Tout fonctionne bien avec la 1N 4007, inutile donc d'utiliser une diode rapide. Si on commutait à plusieurs KHz, ce serait peut-être nécessaire. Mais pas à < 400 Hz.

Voyons maintenant le flanc ascendant du créneau.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1368992124
On voit qu'il est plus bref que le flanc descendant, presque de moitié.
Mais le plus important est que là non plus, on n'a ni surtensions, ni oscillations.

On verra si c'est toujours le cas quand je remplacerai la lampe par le primaire du transfo. Mais avant, je vais encore essayer avec une charge résistive, plus puissante. Un fer à repasser, par exemple.

Je vous tiendrai au jus (sic!)

Amicalement,

Yvan
Yvan Delaserge

[Tropique]

Cela semble très encourageant, et augure bien de la suite.

[Yvan_Delaserge]

Premiers signaux de fumée!
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371408751
Un des MOSFET a explosé dans un éclair et un grand BANG! en faisant sauter les plombs de la maison en prime!
Le CD 4047 est mort, lui aussi. Il ne produit plus d'impulsions. Et j'ai les plus grandes craintes quant aux drivers 2109.
Il faudra que je teste chaque MOSFET séparément pour savoir quels sont les dégâts.

Que s'est-il passé?

C'est arrivé pendant que j'essayais de voir si le montage fonctionnait bien en le branchant directement sur le 220 V.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371408809

Mon erreur a été de le faire en actionnant de manière répétée l'interrupteur que l'on voit à gauche du schéma, Si je faisais varier, avec le Variac, même brusquement, la tension appliquée au redresseur, il n'y avait pas de problème.
Si le Variac est au maximum, le redresseur se retrouve connecté directement au réseau, avec le Variac en parallèle. Si maintenant j'ouvre l'interrupteur de gauche, comme le variac est un transformateur, il va se produire une surtension à ses bornes, qui va directement être appliquée au redresseur et au montage.
Tant que je faisais cela avec une seule résistance comme charge, c'est-à-dire avec 180 W, le montage encaissait la surtension. Mais en essayant avec 2 résistances, 360 W, la surtension a été trop élevée et au moins un des MOSFETS a été endommagé. En refermant l'interrupteur une nouvelle fois, le MOSFET a explosé.

Ce que je ne comprends pas, c'est pourquoi le CD 4047 a été grillé, lui aussi. En effet, lui et les drivers étaient alimentés par une alim séparée. C'était nécessaire, car je cherchais à savoir ce qui se passait en variant uniquement la haute tension. Pour mémoire, le circuit est le suivant:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371408854
Si le 4047 a été grillé,c'est donc obligatoirement qu'il a reçu du jus par l'intermédiaire d'un des deux IR 2109, ce qui me fait craindre qu'ils soient grillés, eux aussi. Ou au moins l'un d'eux.

Maintenant que je sais que le montage peut être mis sous tension directement sur le 220 V, je vais:
1) Eliminer le Variac
2) Alimenter le CD 4047 et les deux IR 2109 directement depuis la haute tension, à travers des résistances chutrices et une diode Zener pour stabiliser la tension d'alim.
3) réaliser un circuit imprimé pour les 3 IC et leur alim, ainsi que les 4 MOSFETs. Cela va raccourcir considérablement le temps d'assemblage d'un hacheur. Le but est de permettre rapidement la poursuite des essais en cas de nouvel incident catastrophique du même type que celui-ci.
4) L'alim haute tension (composée uniquement du pont redresseur et du (des) condensateurs de filtrage) pour l'instant, je la laisse telle qu'elle est. Il n'y a que 2 composants, ils sont de grande taille et leur câblage est très simple. Donc on ne gagne rien à les monter sur un circuit imprimé. Je vais peut-être y ajouter une résistance CTN pour éviter une trop forte pointe d'intensité à la mise en tension.
5) La commande du hacheur pour les points de soudure individuels se fera non plus en connectant au réseau l'alim haute tension, mais par l'intermédiaire des pattes SD des IC, qui seront reliées ensemble. SD signifie shutdown, c'est-à-dire extinction. Si la patte SD des IC est mise à la masse, l'IC cesse de transmettre des impulsions aux MOSFETs.
Dans le montage d'essai, les pattes étaient laissées en l'air. Je vais maintenant les relier ensemble et à la masse (patte COM) à travers une résistance de 10 K. Lorsqu'on reliera les pattes SD au + 15 V (patte VCC) les IC transmettront les impulsions aux MOSFETs.

Il faut apprendre de nos erreurs. Ce sont elles qui nous font avancer. Et toute cette sorte de choses.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Et voici le circuit imprimé que je prévois de réaliser.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371415336

Bonne nuit.

Amicalement,

Yvan

[invite01fb7c33]

Quand un mos casse, la tension du drain se retrouve sur la gate. Donc inévitablement le driver est détruit.
Quand le driver n'est pas du type opto-isolé avec alim flottante, comme l'ir2109 avec translateur de tension et alim boost, la tension se propage immanquablement au reste du montage. En général tout est détruit. Il ne faut pas réutiliser les composants ils sont peut être endommagés, donc dangereux.
Dans ton schéma avec le CD4047 je ne vois pas de gestion du dead time. Quand tu arrêtes deux mos, il faut attendre avant de remettre les deux autres en conduction. (Les mos et les IGBTs sont plus rapide au switch on qu'au switch off).
Je vois aussi des 1N4007 pour les alim boost, ce sont des diodes lentes (Très très lente) pas du tout adaptées.
JE ne vois pas dans ton schéma la référence des mos. (Tu parles d'IGBTs, mais le symbole est celui du mos).
s'il s'agit de SGH80N60UFD tu remarqueras quand la datasheet on te donne même l'inductance des broches, c'est pas pour aller souder des fils comme sur la photo. Ce composant peut commuter 80A en 50ns. Sur un fil de 5cm (environ 50nH) il y a déjà des surtensions de 80V. La valeur de l'inductance des broches permet de calculer la surtension au niveau de la puce, sachant que l'on ne peut mesurer qu'au niveau de la broche. Le câblage doit être extrêmement court avec un condensateur polypropylène au plus prêt entre les drains des mos du haut et les sources des mos du bas.
Le routage du pont pont de mos est capital (et pas simple) pour obtenir un bon fonctionnement dès que le courant devient un peu important. La longueur de câbles ne doit pas dépasser 3 à 5 cm pour l'ensemble du pont.

[Tropique]

Premiers signaux de fumée!

Bienvenue dans l'électronique de puissance

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371408751
Un des MOSFET a explosé dans un éclair et un grand BANG! en faisant sauter les plombs de la maison en prime!
Le CD 4047 est mort, lui aussi. Il ne produit plus d'impulsions. Et j'ai les plus grandes craintes quant aux drivers 2109.
Il faudra que je teste chaque MOSFET séparément pour savoir quels sont les dégâts.

Inutile de trop faire le détail: tout est flingué, ou trop éprouvé pour qu'on risque de les réutiliser.
Que s'est-il passé?

Mon erreur a été de le faire en actionnant de manière répétée l'interrupteur que l'on voit à gauche du schéma, Si je faisais varier, avec le Variac, même brusquement, la tension appliquée au redresseur, il n'y avait pas de problème.
Si le Variac est au maximum, le redresseur se retrouve connecté directement au réseau, avec le Variac en parallèle. Si maintenant j'ouvre l'interrupteur de gauche, comme le variac est un transformateur, il va se produire une surtension à ses bornes, qui va directement être appliquée au redresseur et au montage.
Tant que je faisais cela avec une seule résistance comme charge, c'est-à-dire avec 180 W, le montage encaissait la surtension. Mais en essayant avec 2 résistances, 360 W, la surtension a été trop élevée et au moins un des MOSFETS a été endommagé. En refermant l'interrupteur une nouvelle fois, le MOSFET a explosé.

Je crains qu'il n'y ait une erreur de diagnostic: l'énergie stockée dans l'inductance magnétisante du variac doit être insuffisante pour faire monter de manière significative la tension sur les condos de filtrage (je suppose qu'ils sont de bonne taille). Et en plus, une charge plus importante devrait avoir pour effet de mieux dissiper la puissance.
Par contre, le fait de manoeuvrer l'interrupteur est peut-être bien la cause des soucis, en propageant une impulsion parasite qui s'est égarée là où il ne fallait pas.

Ce que je ne comprends pas, c'est pourquoi le CD 4047 a été grillé, lui aussi. En effet, lui et les drivers étaient alimentés par une alim séparée. C'était nécessaire, car je cherchais à savoir ce qui se passait en variant uniquement la haute tension. Pour mémoire, le circuit est le suivant:
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371408854
Si le 4047 a été grillé,c'est donc obligatoirement qu'il a reçu du jus par l'intermédiaire d'un des deux IR 2109, ce qui me fait craindre qu'ils soient grillés, eux aussi. Ou au moins l'un d'eux.

Quand ça flashe en haute tension, ça se propage partout, sauf si des mesures spécifiques ont été prises pour limiter les dégâts à une zone précise.

Maintenant que je sais que le montage peut être mis sous tension directement sur le 220 V, je vais:
1) Eliminer le Variac
2) Alimenter le CD 4047 et les deux IR 2109 directement depuis la haute tension, à travers des résistances chutrices et une diode Zener pour stabiliser la tension d'alim.
3) réaliser un circuit imprimé pour les 3 IC et leur alim, ainsi que les 4 MOSFETs. Cela va raccourcir considérablement le temps d'assemblage d'un hacheur. Le but est de permettre rapidement la poursuite des essais en cas de nouvel incident catastrophique du même type que celui-ci.
4) L'alim haute tension (composée uniquement du pont redresseur et du (des) condensateurs de filtrage) pour l'instant, je la laisse telle qu'elle est. Il n'y a que 2 composants, ils sont de grande taille et leur câblage est très simple. Donc on ne gagne rien à les monter sur un circuit imprimé. Je vais peut-être y ajouter une résistance CTN pour éviter une trop forte pointe d'intensité à la mise en tension.
5) La commande du hacheur pour les points de soudure individuels se fera non plus en connectant au réseau l'alim haute tension, mais par l'intermédiaire des pattes SD des IC, qui seront reliées ensemble. SD signifie shutdown, c'est-à-dire extinction. Si la patte SD des IC est mise à la masse, l'IC cesse de transmettre des impulsions aux MOSFETs.
Dans le montage d'essai, les pattes étaient laissées en l'air. Je vais maintenant les relier ensemble et à la masse (patte COM) à travers une résistance de 10 K. Lorsqu'on reliera les pattes SD au + 15 V (patte VCC) les IC transmettront les impulsions aux MOSFETs.

Je ne pense pas que le variac soit directement en cause. Peut-être que lors des commutations il favorise la génération d'une salve de parasites qui vient perturber la commande, mais dans ce cas c'est cette dernière qu'il faut "durcir", sinon le montage restera à la merci du moindre incident.

Il est important de soigner la commande autant que la puissance, les circuits de gate comme l'oscillateur de commande: pas de longueurs inutiles, aller et retour des signaux torsadés, etc.

Mettre le SD à des niveaux définis ne peut faire de mal, mais il ne faut surtout pas le faire par une résistance: comme il y a un pull-up de valeur inconnue, cela risque d'aboutir à un niveau indéterminé.
Enfin le 2109 incorpore une gestion des dead-times, il ne devrait pas y avoir de souci de ce côté, et la 1N4007 ne devrait pas poser de problème dans cette configuration, mais ce serait idiot de se priver d'une UF4007

[Yvan_Delaserge]

Bonjour Fabang, et merci de tes commentaires.

Quand un mos casse, la tension du drain se retrouve sur la gate. Donc inévitablement le driver est détruit.
Quand le driver n'est pas du type opto-isolé avec alim flottante, comme l'ir2109 avec translateur de tension et alim boost, la tension se propage immanquablement au reste du montage. En général tout est détruit. Il ne faut pas réutiliser les composants ils sont peut être endommagés, donc dangereux.

J'en prends bonne note.

Dans ton schéma avec le CD4047 je ne vois pas de gestion du dead time. Quand tu arrêtes deux mos, il faut attendre avant de remettre les deux autres en conduction. (Les mos et les IGBTs sont plus rapide au switch on qu'au switch off).

Les IR2109 introduisent un dead time selon la data sheet.50 uS de mémoire.

Je vois aussi des 1N4007 pour les alim boost, ce sont des diodes lentes (Très très lente) pas du tout adaptées.

Oui, selon les application notes, il faudrait des diodes plus rapides, capables de tenir la haute tension. Je n'en avais pas sous la main, alors j'ai essayé avec des 1N4007. Il me semble que comme le montage fonctionne à 200 Hz, elles sont suffisamment rapides. Evidemment à 20 KHz, elles ne seraient pas adaptées. J'ai mesuré la tension de bootstrap avec le montage en fonctionnement sous 60 W de charge résistive (une lampe!) et il est parfaitement stable.La diode dispose de suffisamment de temps pour remplir le condensateur de bootstrap.

JE ne vois pas dans ton schéma la référence des mos. (Tu parles d'IGBTs, mais le symbole est celui du mos).

En effet, ces essais ont été fait avec des IRF 840 que j'avais sous la main en quantité, avant de risquer de griller les IGBT, nettement plus onéreux. Les IRF 840 tiennent 500 V et 8 A

s'il s'agit de SGH80N60UFD tu remarqueras quand la datasheet on te donne même l'inductance des broches, c'est pas pour aller souder des fils comme sur la photo. Ce composant peut commuter 80A en 50ns. Sur un fil de 5cm (environ 50nH) il y a déjà des surtensions de 80V.

A quelle fréquence? Même à 200 Hz? Mais tu parles sans doute des flancs de commutation. Je n'y avais pas pensé. L'IGBT ne va pas commuter plus vite que le driver. Mais quel est le temps de commutation des IR 2109? Il faut que je regarde.

La valeur de l'inductance des broches permet de calculer la surtension au niveau de la puce, sachant que l'on ne peut mesurer qu'au niveau de la broche. Le câblage doit être extrêmement court avec un condensateur polypropylène au plus prêt entre les drains des mos du haut et les sources des mos du bas.

Un découplage de la haute tension en somme.

Le routage du pont pont de mos est capital (et pas simple) pour obtenir un bon fonctionnement dès que le courant devient un peu important. La longueur de câbles ne doit pas dépasser 3 à 5 cm pour l'ensemble du pont.

Avec le circuit imprimé, la longueur de câblage sera plus réduite. Si ça se trouve, c'était ça la cause de l'explosion! Je vais essayer de faire aussi court que possible.

Merci encore pour tes conseils!

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Bienvenue dans l'électronique de puissance

Inutile de trop faire le détail: tout est flingué, ou trop éprouvé pour qu'on risque de les réutiliser.
Que s'est-il passé?



Je crains qu'il n'y ait une erreur de diagnostic: l'énergie stockée dans l'inductance magnétisante du variac doit être insuffisante pour faire monter de manière significative la tension sur les condos de filtrage (je suppose qu'ils sont de bonne taille).

Tu as raison. Une surtension générée par le Variac aurait été redressée par le pont et filtrée par la capacité (450 uF 500 V)

Et en plus, une charge plus importante devrait avoir pour effet de mieux dissiper la puissance.
Par contre, le fait de manoeuvrer l'interrupteur est peut-être bien la cause des soucis, en propageant une impulsion parasite qui s'est égarée là où il ne fallait pas.

Je vais ajouter des condensateurs de découplage sur les alims. Et de monter tout le circuit sur un print va bien raccourcir les longueurs du câblage.
Je me demande si d'ajouter aussi une self entre le pont redresseur et le condensateur de filtrage de la haute tension serait une bonne idée. ça va diminuer la valeur de la haute tension, mais il n'y aurait plus l'a-coup lors de la connexion au réseau. Autre possibilité: une résistance CTN.

Quand ça flashe en haute tension, ça se propage partout, sauf si des mesures spécifiques ont été prises pour limiter les dégâts à une zone précise.


Je ne pense pas que le variac soit directement en cause. Peut-être que lors des commutations il favorise la génération d'une salve de parasites qui vient perturber la commande, mais dans ce cas c'est cette dernière qu'il faut "durcir", sinon le montage restera à la merci du moindre incident.

Il est important de soigner la commande autant que la puissance, les circuits de gate comme l'oscillateur de commande: pas de longueurs inutiles, aller et retour des signaux torsadés, etc.

Sur le circuit imprimé, je vais encore dédoubler le 100 uF de filtrage de la tension d'alim de l'oscillateur et des drivers (15 V) par un 0,1 uF
J'ai placé une trace connectée à la masse entre le côté haute tension et le côté basse tension des drivers. Je vais encore ajouter des condensateurs 500 V câblés au plus court entre le drain du transistor du haut et la source du transistor du bas pour chaque paire de MOSFETs, selon la suggestion de fabang. Et Ajouter un MOV entre le + de la haute tension et la masse.

Mettre le SD à des niveaux définis ne peut faire de mal, mais il ne faut surtout pas le faire par une résistance: comme il y a un pull-up de valeur inconnue, cela risque d'aboutir à un niveau indéterminé.

OK donc pour bien faire, on les met soit à la masse pour arrêter le hachage, soit on les laisse en l'air quand on veut activer le hacheur?

Enfin le 2109 incorpore une gestion des dead-times, il ne devrait pas y avoir de souci de ce côté, et la 1N4007 ne devrait pas poser de problème dans cette configuration, mais ce serait idiot de se priver d'une UF4007

Je viens d'en voir à 4$ les 50 pièces. C'est vrai que ça sert à rien de se priver.

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Et de monter tout le circuit sur un print va bien raccourcir les longueurs du câblage.
Je me demande si d'ajouter aussi une self entre le pont redresseur et le condensateur de filtrage de la haute tension serait une bonne idée. ça va diminuer la valeur de la haute tension, mais il n'y aurait plus l'a-coup lors de la connexion au réseau. Autre possibilité: une résistance CTN.
Sur le circuit imprimé, je vais encore dédoubler le 100 uF de filtrage de la tension d'alim de l'oscillateur et des drivers (15 V) par un 0,1 uF
J'ai placé une trace connectée à la masse entre le côté haute tension et le côté basse tension des drivers. Je vais encore ajouter des condensateurs 500 V câblés au plus court entre le drain du transistor du haut et la source du transistor du bas pour chaque paire de MOSFETs, selon la suggestion de fabang. Et Ajouter un MOV entre le + de la haute tension et la masse.

Toutes les mesures allant dans la bonne direction et que tu peux prendre en valent la peine. Même si la grande majorité, voire la totalité seront en réalité sans effet. Il y a probablement une faille majeure quelque part, et tant que tu ne l'auras pas comblée, les effets de tes manips seront assez marginaux. Mais il faut essayer, et l'expérience est un bon guide, il faut donc commencer par bétonner ce qui peut l'être.

Si tu en as les moyens, je te conseillerais d'essayer de reproduire le problème, mais à échelle réduite: par exemple au tiers de la tension: cela permettra de faire plusieurs tentatives, à un niveau de stress objectif de moins de 1/10ème de la réalité, et si tu peux capturer par exemple des surcourants ou autres (relatifs, en tenant compte de la réduction de tension) cela pourra te mettre sur la piste. Il faut exploiter intelligemment les possibilités de trigger de ton oscillo pour essayer de capturer l'anomalie.

OK donc pour bien faire, on les met soit à la masse pour arrêter le hachage, soit on les laisse en l'air quand on veut activer le hacheur?

En principe ces drivers sont prévus pour être relativement "anything-proof". Malgré tout, à partir du moment où tu connectes quelque chose sur la pin, cablage, switch, etc tu risques de coupler des signaux perturbateurs qui sortiront de ce que le circuit peut gérer: la pull-up est certainement à assez haute impédance pour ne pas trop consommer, ce qui rend l'entrée vulnérable aux perturbations. Il vaut mieux rester tout le temps à basse impédance, avec une connection franche aux niveaux souhaités.

[invite01fb7c33]

Sur l'ir2109 il y a bien un dead time, a condition de le programmer à la bonne valeur avec une résistance qui n'apparait pas dans le schémas. On peut en effet aller jusqu'à 5µs, mais sur tons schéma c'est 500ns.
La 1N4007 n'a pas de difficulté à charger le condensateur, son problème c'est l'inverse elle est très longue à bloquer.
On ne connait pas la valeur de la capa de Vboost, à 200Hz il faut bien calculer sa valeur pour qu'elle puisse alimenter le circuit pendant 50ms et fournir l'énergie à la gate.
Le temps de commutation d'un mos ou d'un igbt n'est pas en relation directe avec le temps de commutation des driver. Quand on passe la tension de threshold le composant commute assez brutalement.
LE RF840 posséde un rapport Ciss/Crss assez faible (environ 10), et c'est dangereux. Quand il commute et que la tension de drain remonte, il y a une injection de courant vers la gate via la capacité parasite Drain/Gate qui peut aller jusqu'à la destruction en fonction de la circuiterie de contrôle de la gate (y compris fil trop long). On ne connait pas la valeur des Rgate.
Si la tension de drain remonte de 250v, la tension de gate remonte de 25v et le mos est détruit. Le driver doit être capable d'absorber le courant assez vite pour éviter l'incident (D'ou le besoin d'un fil très court aussi). Il manque donc une protection sur les gates de tes MOS, en général une zener de 15 à 18V au ras du mos entre la gate et la source.

[Yvan_Delaserge]

Toutes les mesures allant dans la bonne direction et que tu peux prendre en valent la peine. Même si la grande majorité, voire la totalité seront en réalité sans effet. Il y a probablement une faille majeure quelque part, et tant que tu ne l'auras pas comblée, les effets de tes manips seront assez marginaux. Mais il faut essayer, et l'expérience est un bon guide, il faut donc commencer par bétonner ce qui peut l'être.

Tropique, tes mots vont même plus loin que l'électronique. C'est une philosophie de vie. C'est l'Histoire de l'humanité tout entière. Point n'est besoin d'espérer pour entreprendre, ni de réussir pour perseverer.

Si tu en as les moyens, je te conseillerais d'essayer de reproduire le problème, mais à échelle réduite: par exemple au tiers de la tension: cela permettra de faire plusieurs tentatives, à un niveau de stress objectif de moins de 1/10ème de la réalité, et si tu peux capturer par exemple des surcourants ou autres (relatifs, en tenant compte de la réduction de tension) cela pourra te mettre sur la piste. Il faut exploiter intelligemment les possibilités de trigger de ton oscillo pour essayer de capturer l'anomalie.

Je vais faire plusieurs circuits imprimés, ce qui permettra de bien réduire le temps de câblage. Mon vieux Tektro est à mémoire, ça devrait être jouable.

En principe ces drivers sont prévus pour être relativement "anything-proof". Malgré tout, à partir du moment où tu connectes quelque chose sur la pin, cablage, switch, etc tu risques de coupler des signaux perturbateurs qui sortiront de ce que le circuit peut gérer: la pull-up est certainement à assez haute impédance pour ne pas trop consommer, ce qui rend l'entrée vulnérable aux perturbations. Il vaut mieux rester tout le temps à basse impédance, avec une connection franche aux niveaux souhaités.

Compris. Donc soit à la masse, soit au + 15 V, mais pas en l'air si on connecte quelque chose aux pattes SD.

Merci Tropique.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Salut Fabang

Sur l'ir2109 il y a bien un dead time, a condition de le programmer à la bonne valeur avec une résistance qui n'apparait pas dans le schémas. On peut en effet aller jusqu'à 5µs, mais sur tons schéma c'est 500ns.

Sur le grand frère du 2109, le 21094, j'ai vu que l'on pouvait programmer la valeur de dead time, mais je ne savais pas que c'était possible sur le 2109. Où est-ce qu'il faut brancher la résistance de dead time?
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371534035

La 1N4007 n'a pas de difficulté à charger le condensateur, son problème c'est l'inverse elle est très longue à bloquer.

Je vais me rallier à l'avis général et commander des UF 4007.

On ne connait pas la valeur de la capa de Vboost, à 200Hz il faut bien calculer sa valeur pour qu'elle puisse alimenter le circuit pendant 50ms et fournir l'énergie à la gate.

J'avais utilisé les formules de l'applications note de International Rectifier et j'ai utilisé des 100 uF.

Le temps de commutation d'un mos ou d'un igbt n'est pas en relation directe avec le temps de commutation des driver. Quand on passe la tension de threshold le composant commute assez brutalement.
LE RF840 posséde un rapport Ciss/Crss assez faible (environ 10), et c'est dangereux.

Pourtant la data sheet dit bien: dv/dt protected...

Quand il commute et que la tension de drain remonte, il y a une injection de courant vers la gate via la capacité parasite Drain/Gate qui peut aller jusqu'à la destruction en fonction de la circuiterie de contrôle de la gate (y compris fil trop long). On ne connait pas la valeur des Rgate.

J'y avais mis des 20 ohms, aussi en suivant les indications des applications notes d'International rectifier. Mais elles sont moins précises que pour la capa de bootstrap...

Si la tension de drain remonte de 250v, la tension de gate remonte de 25v et le mos est détruit. Le driver doit être capable d'absorber le courant assez vite pour éviter l'incident (D'ou le besoin d'un fil très court aussi). Il manque donc une protection sur les gates de tes MOS, en général une zener de 15 à 18V au ras du mos entre la gate et la source.

Excellente suggestion! Je viens de commander des Zener 18 V. Merci Fabang.
C'est un plaisir de pouvoir échanger avec des gens comme toi et Tropique. Vous maîtrisez vraiment le thème!

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Pour les premiers essais, J'ai utilisé une haute tension de 300 V, mais l'idée à terme serait d'utiliser un doubleur de tension réseau afin d'alimenter le primaire du transfo de four microondes en 600 V haché à 200 Hz, au moyen d'un pont en H d'IGBT spécifiés à 1000V.
Des FGA50N100 par exemple.
On aurait de cette manière un transfo fonctionnant à 2 Volts par spire, ce qui permettrait d'obtenir 2 Volts dans un secondaire monospire.
2 Volts au secondaire serait optimal. C'est à peu près ce que fournit une soudeuse par points du commerce.
Et un secondaire à une seule spire serait aussi optimal, car la longueur physique du circuit secondaire est ainsi minimale, tout comme les pertes par effet Joule.
Les pertes par effet Joule sont en effet au premier plan dans ce cas, puisque l'on vise un courant de 1000 à 2000 A. Et le trajet du courant dans la pièce à souder (< 1 mm) est bien inférieur à celui du câblage. Vous imaginez le rendement. Le câblage est certes en cuivre et les pièces à souder sont en fer, mais la longueur de cuivre parcourue par le courant est plusieurs centaines de fois supérieure à la longueur de fer.

Tout ça pour dire qu'il serait intéressant d'alimenter le primaire du transfo microondes en 600V haché. On va utiliser des IGBT 10000V, mais les IR2109 ont une valeur maximale de tension utilisable de 600 V. C'est trop limite, on ne pourra pas les utiliser.

J'ai donc pensé à envoyer les impulsions de commande aux IGBT par l'intermédiaire d'un petit transfo. On en trouve pour des fréquences de commutation de quelques dizaines ou centaines de KHz, mais que pourrait-on utiliser à 200 Hz?

Je vais essayer de faire une petite simu.

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

J'ai donc pensé à envoyer les impulsions de commande aux IGBT par l'intermédiaire d'un petit transfo. On en trouve pour des fréquences de commutation de quelques dizaines ou centaines de KHz, mais que pourrait-on utiliser à 200 Hz?

La solution logique serait d'employer des transfos 50Hz ou audio, mais là il y a un autre souci: l'inductance de fuite est relativement énorme, et il est impossible de faire passer des flancs raides en devant charger la capa de gate.

Pour éviter les usines à gaz nécessitant une alim isolée, j'ai mis au point un concept de commande quasi-bistable, qui permet de travailler en très basse fréquence avec des transfos d'impulsion HF, donc sans compromettre (trop) la raideur des flancs. Il est illustré ici: http://forums.futura-sciences.com/pr...ml#post4417768 et peut être adapté en fonction des exigences de l'application et des MOS ou IGBT.

[Yvan_Delaserge]

Bof, d'après la simu, il faudrait un transfo qui présente une inductance au minimum de 20 mH, si on considère que la capacité de gate du FGA50N100 est de 6 nF.
Admettons que je bobine 450 spires de fil 0,1 mm sans noyau, j'obtiens environ 1 mH. Si J'ajoute un noyau en fer (une vis par exemple) de combien va être augmentée l'inductance?
Sachant que la perméabilité de l'air est de 1.2566375×10−6 et celle du fer de 5.0×10−3. Donc 5000 fois plus élevée.
Quelle est la formule qui permet d'estimer l'inductance? Sera-t-elle 5000 fois plus élevée? Ou 70 fois (racine de 5000)? Ou autre chose?

Il est clair qu'il faut une inductance maximum pour les enroulements de ce transfo. Sachant que la puissance nécessaire de ce transfo d'impulsions est très faible ( disons de l'ordre du mW). Est-ce que j'ai intérêt à utiliser un noyau de faible section, de manière à avoir un maximum de spires? Puisque dans la formule de Nagaoka, on a le carré du nombre de spires au numérateur seulement, alors que le diamètre de la bobine se retrouve au dénominateur à la puissance 1 et au numérateur au carré.

En plus, en cas de flash des IGBT, je me demande si le pic de tension/courant pourrait se propager à travers le transfo d'impulsions et griller le driver?
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371750197
Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

La solution logique serait d'employer des transfos 50Hz ou audio, mais là il y a un autre souci: l'inductance de fuite est relativement énorme, et il est impossible de faire passer des flancs raides en devant charger la capa de gate.

Pour éviter les usines à gaz nécessitant une alim isolée, j'ai mis au point un concept de commande quasi-bistable, qui permet de travailler en très basse fréquence avec des transfos d'impulsion HF, donc sans compromettre (trop) la raideur des flancs. Il est illustré ici: http://forums.futura-sciences.com/pr...ml#post4417768 et peut être adapté en fonction des exigences de l'application et des MOS ou IGBT.

Tropique, ta réalisation est impressionnante, et pleine de créativité.
Comme pour ma part, je suis constamment à la recherche de la solution me permettant de me fatiguer le moins possible, je suis tombé dans ton texte, en arrêt devant la phrase suivante:

"Généralement, toutes ces contraintes imposent une alimentation individuelle côté gate, avec une alim multi-sorties."

Tu as raison. En fait, il suffirait dans un montage en H, de driver les MOSFET du bas directement par le driver et ceux du haut via des optocoupleurs, alimentés chacun par une petite alim indépendante, dont le négatif serait connecté à la source de chaque MOSFET.

Une alim comme celle-ci par exemple:http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371757188
Au niveau du prix et de la simplicité, c'est difficile à battre, non?
Mon souci, c'est si j'utilise une tension d'alim de 600 V. Est-ce que le transfo dans la petite alim est suffisamment bien isolé?Il faudrait peut-être faire attention au sens de branchement du primaire du transfo de la petite alim?


Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Bof, d'après la simu, il faudrait un transfo qui présente une inductance au minimum de 20 mH, si on considère que la capacité de gate du FGA50N100 est de 6 nF.

Je suppose que tu parles de l'inductance magnétisante. Dans ce cas, je ne vois pas très bien ce qu'elle a à faire avec la capa de gate, sauf éventuellement pour des optimisations de second ou troisième ordre.
En général pour des applications de puissance, on ne fixe pas l'inductance magnétisante: elle est un sous-produit d'autres dimensionnements.
Typiquement, on commence par déterminer le nombre minimal de spires en fonction du noyau utilisé, de la fréquence et de la tension d'alimentation.
On débute par cela parce que c'est généralement là que ça coince, excepté pour des petits formats/haute fréquence, et que c'est non-négociable: si après avoir fait cela, on constate que l'inductance magnétisante va conduire à un courant magnétisant trop élevé, on peut, si on ne souhaite pas modifier le nombre de spires, augmenter la puissance du driver pour passer quand même. Si ça sature, il n'y a pas d'issue, on est face à un mur.

Admettons que je bobine 450 spires de fil 0,1 mm sans noyau, j'obtiens environ 1 mH. Si J'ajoute un noyau en fer (une vis par exemple) de combien va être augmentée l'inductance?
Sachant que la perméabilité de l'air est de 1.2566375×10−6 et celle du fer de 5.0×10−3. Donc 5000 fois plus élevée.
Quelle est la formule qui permet d'estimer l'inductance? Sera-t-elle 5000 fois plus élevée? Ou 70 fois (racine de 5000)? Ou autre chose?

Un petit retours aux (dures) réalités: l'acier à boulons est un matériau magnétique exécrable. La perméabilité d'amplitude relative est de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines de fois (pour de l'acier très doux et très peu écroui). Mais ici, vu la configuration du noyau, c'est la perméabilité incrémentale qu'il faut prendre en compte, et pour ce type de matériau elle est beaucoup plus faible, peut-être 10 à 20.
Ceci dit, dans cette configuration cela a relativement peu d'importance: la présence du circuit magnétique divise environ par deux le trajet du champ dans l'air, s'il a environ la même longueur que le bobinage et le résultat est donc la moyenne harmonique entre 2 et la perméabilité relative, donc au final juste un peu moins que 2.
Par contre, employer ce type de bobinage pour un transfo est très mauvais: on aboutit en étant soigneux à des facteurs de couplage de l'ordre de 0.8, ce qui veut dire que les inductances de fuite et magnétisante sont du même ordre de grandeur.

Pour attaquer un MOS, c'est catastrophique: la valeur de capa de gate donnée n'est valable que de manière statique, mais si on commute effectivement une tension, l'effet Miller entre en compte. Pour des tensions de plusieurs centaines de volts, c'est encore pire: il y a des phénomènes non-linéaires d'injection de charge très violents, et il faut un controle très serré de la tension de gate pour éviter les problèmes. C'est la raison d'être des drivers de MOS spécialisés.

Il est clair qu'il faut une inductance maximum pour les enroulements de ce transfo. Sachant que la puissance nécessaire de ce transfo d'impulsions est très faible ( disons de l'ordre du mW). Est-ce que j'ai intérêt à utiliser un noyau de faible section, de manière à avoir un maximum de spires? Puisque dans la formule de Nagaoka, on a le carré du nombre de spires au numérateur seulement, alors que le diamètre de la bobine se retrouve au dénominateur à la puissance 1 et au numérateur au carré.

Attention: une commande de gate bien conçue pourra effectivement ne consommer que quelques mW en moyenne, mais elle devra être capable de fournir des centaines mA sous 10V pour un MOS "moyen", càd des watts, voire des ampères pour un composant plus gros, donc des dizaines de watts.
Dans cette optique, il faut une inductance de fuite minimale, ce qui conduit à des noyaux assez gros et peu de spires

En plus, en cas de flash des IGBT, je me demande si le pic de tension/courant pourrait se propager à travers le transfo d'impulsions et griller le driver?
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371750197

Un transfo offre déjà une bonne barrière, mais pas une protection absolue.

"Généralement, toutes ces contraintes imposent une alimentation individuelle côté gate, avec une alim multi-sorties."

Tu as raison. En fait, il suffirait dans un montage en H, de driver les MOSFET du bas directement par le driver et ceux du haut via des optocoupleurs, alimentés chacun par une petite alim indépendante, dont le négatif serait connecté à la source de chaque MOSFET.

Une alim comme celle-ci par exemple:http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371757188
Au niveau du prix et de la simplicité, c'est difficile à battre, non?

La grosse difficulté avec les alims flottantes, c'est qu'elles doivent avoir une faible capa primaire-secondaire, à cause des transitions rapides de centaines de volts qu'elle voit.
Si on la fait soi-même à partir d'un transfo conventionnel type "split bobbin", on maitrise cet aspect dans une certaine mesure, par contre les blocs d'alim comme celui-là ont systématiquement des condensateurs "Y" entre primaire et secondaire, ce qui a des effets apocalyptiques sur ce qui est alimenté

Mon souci, c'est si j'utilise une tension d'alim de 600 V. Est-ce que le transfo dans la petite alim est suffisamment bien isolé?Il faudrait peut-être faire attention au sens de branchement du primaire du transfo de la petite alim?

L'aspect "tension absolue" n'est pas un souci, l'isolation est suffisante, le problème est la capacité

[Biname]

Ne serait-il pas plus simple de faire compliqué ? C'est à dire une double alimentation AC220 2x15V 1A DC régulée ou non, une alimentant le générateur d'impulsions et commutant les Mosfet connectés à la masse et l'autre les mosfet connectés directement au 600V et des optocoupleurs sur chaque couples grille-source ?

Un bonhomme qui n'a jamais réalisé ce genre de choses

[Yvan_Delaserge]

Et un montage de type bootstrap pour alimenter le transistor de l'optocoupleur, qu'est-ce que tu en penses?
On connecte en série entre le + 600V (drain du MOSFET) et la source du MOSFET, un condensateur, la diode de bootstrap et une Zener. Le condensateur est dimensionné de manière à limiter le courant dans la Zener 15 V à un niveau acceptable. On ajoute un condensateur de filtrage en parallèle avec la Zener.
On a ainsi une petite alim que l'on connecte au collecteur du transistor de l'optocoupleur.

Je voudrais bien t'envoyer le schéma, mais le site me le refuse.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Ne serait-il pas plus simple de faire compliqué ? C'est à dire une double alimentation AC220 2x15V 1A DC régulée ou non, une alimentant le générateur d'impulsions et commutant les Mosfet connectés à la masse et l'autre les mosfet connectés directement au 600V et des optocoupleurs sur chaque couples grille-source ?

Un bonhomme qui n'a jamais réalisé ce genre de choses

Oui, c'était ça l'idée. Puisque l'on trouve des alims toutes faites type Wall Wart sur E**y pour quelques sous.

A ceci près que pour un montage en H, il faudrait une alim séparée pour chaque MOSFET côté haute tension.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Je suppose que tu parles de l'inductance magnétisante. Dans ce cas, je ne vois pas très bien ce qu'elle a à faire avec la capa de gate, sauf éventuellement pour des optimisations de second ou troisième ordre.
En général pour des applications de puissance, on ne fixe pas l'inductance magnétisante: elle est un sous-produit d'autres dimensionnements.
Typiquement, on commence par déterminer le nombre minimal de spires en fonction du noyau utilisé, de la fréquence et de la tension d'alimentation.
On débute par cela parce que c'est généralement là que ça coince, excepté pour des petits formats/haute fréquence, et que c'est non-négociable: si après avoir fait cela, on constate que l'inductance magnétisante va conduire à un courant magnétisant trop élevé, on peut, si on ne souhaite pas modifier le nombre de spires, augmenter la puissance du driver pour passer quand même. Si ça sature, il n'y a pas d'issue, on est face à un mur.

Un petit retours aux (dures) réalités: l'acier à boulons est un matériau magnétique exécrable. La perméabilité d'amplitude relative est de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines de fois (pour de l'acier très doux et très peu écroui). Mais ici, vu la configuration du noyau, c'est la perméabilité incrémentale qu'il faut prendre en compte, et pour ce type de matériau elle est beaucoup plus faible, peut-être 10 à 20.
Ceci dit, dans cette configuration cela a relativement peu d'importance: la présence du circuit magnétique divise environ par deux le trajet du champ dans l'air, s'il a environ la même longueur que le bobinage et le résultat est donc la moyenne harmonique entre 2 et la perméabilité relative, donc au final juste un peu moins que 2.
Par contre, employer ce type de bobinage pour un transfo est très mauvais: on aboutit en étant soigneux à des facteurs de couplage de l'ordre de 0.8, ce qui veut dire que les inductances de fuite et magnétisante sont du même ordre de grandeur.

Pour attaquer un MOS, c'est catastrophique: la valeur de capa de gate donnée n'est valable que de manière statique, mais si on commute effectivement une tension, l'effet Miller entre en compte. Pour des tensions de plusieurs centaines de volts, c'est encore pire: il y a des phénomènes non-linéaires d'injection de charge très violents, et il faut un controle très serré de la tension de gate pour éviter les problèmes. C'est la raison d'être des drivers de MOS spécialisés.


Attention: une commande de gate bien conçue pourra effectivement ne consommer que quelques mW en moyenne, mais elle devra être capable de fournir des centaines mA sous 10V pour un MOS "moyen", càd des watts, voire des ampères pour un composant plus gros, donc des dizaines de watts.
Dans cette optique, il faut une inductance de fuite minimale, ce qui conduit à des noyaux assez gros et peu de spires

Bon ben je crois qu'on va gentiment oublier cette idé-là dans ce cas...

La grosse difficulté avec les alims flottantes, c'est qu'elles doivent avoir une faible capa primaire-secondaire, à cause des transitions rapides de centaines de volts qu'elle voit.
Si on la fait soi-même à partir d'un transfo conventionnel type "split bobbin", on maitrise cet aspect dans une certaine mesure, par contre les blocs d'alim comme celui-là ont systématiquement des condensateurs "Y" entre primaire et secondaire, ce qui a des effets apocalyptiques sur ce qui est alimenté

L'aspect "tension absolue" n'est pas un souci, l'isolation est suffisante, le problème est la capacité

Je ne suis pas sûr de bien comprendre. La capacité primaire-secondaire, c'est bien la capacité parasite entre les enroulements primaire et secondaire du transfo d'alim? Pour ces petits transfos d'alim Wall Wart, si les enroulements primaire et secondaire sont placés côte à côte, elle ne doit guère dépasser quelques nF?
A quoi sert ce condensateur "Y" entre le primaire et le secondaire? Et le cas échéant, ne pourrait-on pas tout simplement l'enlever?


Amicalement,

Yvan

[Biname]

Oui, c'était ça l'idée. Puisque l'on trouve des alims toutes faites type Wall Wart sur E**y pour quelques sous.

A ceci près que pour un montage en H, il faudrait une alim séparée pour chaque MOSFET côté haute tension.

Amicalement,

Yvan

Oui 4, je pensais pouvoir ramener à 2 mais je créais un court circuit 600V et je perdais l'isolement des optos !

Quatre alim ou une alim avec 4 secondaires indépendants ou ... ! Un watt par sortie d'opto devrait suffire ???
Plus une alim pour le générateur d'impulsion et l'entrée des optos.

Une petite alim a découpage maison ??? Voire des piles pour les essais ???

Probable que bootstrap/opto fonctionnerait aussi mais je ne vois pas comment et ça m'agace .

Sauf erreurssss

[Biname]

non, pas des piles

[Tropique]

Bon ben je crois qu'on va gentiment oublier cette idé-là dans ce cas...
Je ne suis pas sûr de bien comprendre. La capacité primaire-secondaire, c'est bien la capacité parasite entre les enroulements primaire et secondaire du transfo d'alim? Pour ces petits transfos d'alim Wall Wart, si les enroulements primaire et secondaire sont placés côte à côte, elle ne doit guère dépasser quelques nF?
A quoi sert ce condensateur "Y" entre le primaire et le secondaire? Et le cas échéant, ne pourrait-on pas tout simplement l'enlever?

La PJ que tu avais mise est disparue dans les entrailles du forum, mais actuellement ce genre d'alim est presque toujours à découpage et a donc ce ou ces condensateurs Y pour satisfaire aux tests EMI RFI. On pourrait envisager de les enlever

Et un montage de type bootstrap pour alimenter le transistor de l'optocoupleur, qu'est-ce que tu en penses?
On connecte en série entre le + 600V (drain du MOSFET) et la source du MOSFET, un condensateur, la diode de bootstrap et une Zener. Le condensateur est dimensionné de manière à limiter le courant dans la Zener 15 V à un niveau acceptable. On ajoute un condensateur de filtrage en parallèle avec la Zener.
On a ainsi une petite alim que l'on connecte au collecteur du transistor de l'optocoupleur.

Oui, on peut plus ou moins recopier la partie alim des drivers de gate intégrés.
La gestion de l'opto peut également poser des problèmes: même avec un type rapide, il faut bien gérer les temps morts parce qu'on ne peut pas se permettre de conduction simultanée

[Biname]

On hache à 200 Hz, on a des temps de conduction de mosfets de ~25 millisecondes, des optocoupleurs 'lents' (PC817/847) commutent en maximum 20 microsecondes. Où est le problème de laisser un 'dead time' de 100 ou 200 microsecondes entre deux conductions inverses si le secondaire est chargé (1) ?

Il y a mille solutions avec des circuits logiques pour générer les impulsions et le temps mort ... demain !

Mais pourquoi pas un microprocesseur à deux balles en boucle, on pourrait même le faire attendre la charge des condensateurs 600V à la mise en route, démarrer le hachage en douce et vérifier que tout baigne avant chaque commutation ... veux bien écrire le code moi. Pourquoi pas : instable kidisent ???


GCBASIC en 5 minutes
' ============================== ===================
' Pic16F628A à 4 MHz, unite de temps 1 microseconde, 1€ pièce, oscillateur RC interne précision +/-1%
' chaque instruction prend 1 microseconde
#chip 16F628A, 4
#config MCLR_OFF
' Message 56 : 1 bas primaire, 2 haut primaire. haut pour mosfet 600V et bas pour mosfet masse
#Define Hache1Bas PortB.0
#Define Hache1Haut PortB.1
#Define Hache2Bas PortB.2
#Define Hache2Haut PortB.3
' -------------
Set Hache1Bas Off
Set Hache1Haut Off
Set Hache2Bas Off
Set Hache2Haut Off
'
Wait 5 s ' attend 5 secondes avant de hacher
'
Boucle:
' full hachage
Set Hache1Bas On ' conduction 1
Set Hache2Haut On
wait 25 ms ' tempo 25 millisecondes
Set Hache1Bas Off ' dead time/temps mort
Set Hache2Haut Off
Wait 150 us ' tempo 150 µsec
' -----
Set Hache2Bas On ' conduction 2
Set Hache1Haut On
wait 25 ms ' tempo 25 millisecondes
Set Hache2Bas Off ' dead time/temps mort
Set Hache1Haut Off
Wait 150 us ' tempo 150 µsec
Goto Boucle

End
' ============================== ==========
' juste pour montrer la simplicité, il faudrait sécuriser le démarrage.
' il reste 10 pattes pour des entrées logiques, dont deux comparateurs avec référence, une patte d'interruption, ...
' et 95 % des ressources mémoire


(1) si le secondaire est chargé, il n'y a pas d'extra-courant au primaire ??? A préciser ... Ne faudrait-il pas prévoir une charge permanente au secondaire capable d'absorber ??cette?? énergie et ainsi éviter les extracourants au primaire ? Dis-je une bêtise ?


Opto PC817/PC847=Quad Ic out 50mA maxi un peu juste ??? 18µs maxi, iso 5000V, 10 PC817 pour 1.20€ sur e??y
ftp://ftp.elektroda.net/pub/Karty%20...we/pc817xx.pdf

[Biname]

Ooops
Oublié de passer les pattes B0 à B3 en sortie avec après les #define :
' -------------
Dir Hache1Bas Out
Dir Hache1Haut Out
Dir Hache2Bas Out
Dir Hache2Haut Out
' -------------

Voilà c'est fait