Hacheur de puissance

[Yvan_Delaserge]

actuellement ce genre d'alim est presque toujours à découpage et a donc ce ou ces condensateurs Y pour satisfaire aux tests EMI RFI. On pourrait envisager de les enlever

Mais si on prend une petite alim classique, pas à découpage, ça devrait aller non?

Amicalement,

Yvan
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[Yvan_Delaserge]

Où est le problème de laisser un 'dead time' de 100 ou 200 microsecondes entre deux conductions inverses si le secondaire est chargé ?

si le secondaire est chargé, il n'y a pas d'extra-courant au primaire ??? A préciser ... Ne faudrait-il pas prévoir une charge permanente au secondaire capable d'absorber ??cette?? énergie et ainsi éviter les extracourants au primaire ? Dis-je une bêtise ?

Hello Biname. Je ne saisis pas bien à quoi tu fais référence. C'est certain que lors d'une soudure par points, on va avoir inévitablement des variations abruptes de charge au secondaire. Tu penses qu'il faut s'attendre à des surintensités au primaire de ce fait?
Peux-tu développer un peu? Merci d'avance.

Opto PC817/PC847=Quad Ic out 50mA maxi un peu juste ??? 18µs maxi, iso 5000V, 10 PC817 pour 1.20€ sur e??y
ftp://ftp.elektroda.net/pub/Karty%20...we/pc817xx.pdf

Pour les 50 mA, je ne sais pas si ce sera suffisant. A mon avis oui, mais un contrôleur d'alim comme le SG3525, (que j'envisage d'utiliser en lieu et place du simple oscillateur que j'avais employé pour le premier montage) fournit 200 mA sur ses sorties totem pole. Et les IGBT ont une capacité de gate de 6 nF.

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Mais pourquoi pas un microprocesseur à deux balles en boucle, on pourrait même le faire attendre la charge des condensateurs 600V à la mise en route, démarrer le hachage en douce et vérifier que tout baigne avant chaque commutation ... veux bien écrire le code moi. Pourquoi pas : instable kidisent ???


' juste pour montrer la simplicité, il faudrait sécuriser le démarrage.
' il reste 10 pattes pour des entrées logiques, dont deux comparateurs avec référence, une patte d'interruption, ...
' et 95 % des ressources mémoire

Salut Biname, et bravo pour ta rapidité de programmation!

On avait envisagé, avec des amis sur le forum Usinages, d'utiliser un microcontrôleur, type Atmel par exemple, mais on hésitait en se disant que dans un appareil où vont circuler des courants très importants, un glitch pourrait planter le microprocesseur, et, Loi de Murphy à l'appui, ce sera toujours avec les deux MOSFET activés en même temps.

Or ce problème serait bien moins probable avec un circuit spécialisé type SG 3525 par exemple.

Qu'en penses-tu?

Amicalement,


Yvan

[Biname]

Hello Biname. Je ne saisis pas bien à quoi tu fais référence. C'est certain que lors d'une soudure par points, on va avoir inévitablement des variations abruptes de charge au secondaire. Tu penses qu'il faut s'attendre à des surintensités au primaire de ce fait?
Peux-tu développer un peu? Merci d'avance.

Sans secondaire oui ! avec secondaire, je pense que non et dans le doute, je pose la question.
La tension au borne d'une inductance vaut e = L.di/dt di = variation de courant et dt la durée de cette variation, dans le cas du mosfet ici dt = 10-6s, di = 10A et L = 20mH iirc, ca donne quelque chose comme 200000V mais la présence du secondaire change _TOUT_, il faudrait à nouveau se retaper un peu de théorie ou trouver un bonne âme.

Pour les 50 mA, je ne sais pas si ce sera suffisant. A mon avis oui, mais un contrôleur d'alim comme le SG3525, (que j'envisage d'utiliser en lieu et place du simple oscillateur que j'avais employé pour le premier montage) fournit 200 mA sur ses sorties totem pole. Et les IGBT ont une capacité de gate de 6 nF.

Amicalement,

Yvan

Oui ! C'était juste un exemple, il est un peu lent aussi pour commuter les IGBT qui risquent d'en souffrir quoique à 200 commutations par seconde ????

[Biname]

On avait envisagé, avec des amis sur le forum Usinages, d'utiliser un microcontrôleur, type Atmel par exemple, mais on hésitait en se disant que dans un appareil où vont circuler des courants très importants, un glitch pourrait planter le microprocesseur, et, Loi de Murphy à l'appui, ce sera toujours avec les deux MOSFET activés en même temps.

Or ce problème serait bien moins probable avec un circuit spécialisé type SG 3525 par exemple.

Qu'en penses-tu?

Yvan

Je pense que je m'amuse et que toi tu risques de te retrouver avec un mosfet piqué au milieu du front - loi de Murphy aussi - et que je connais mal le sujet mais j'ai quand même envie de plaider , surtout pour qu'on me contredise
- un microcontrôleur avec son oscillateur interne doit tenir sur moins d'un mm² de silicium, pas facile pour un perturbation d'entrer là dedans.
- il est capable de commuter 20mA aux bornes de ce mm², ce n'est pas rien non plus
- pourquoi un CD4000 serait-il plus résistant aux perturbations avec ses composants de l'oscillateur RC externes
- glitch : écrire un code simple

Pour le SG3525, je n'ai pas la prétention de donner des leçons au fabricants de CI , il doit être bien plus sur que mon microcontrôleur ... mais moins souple.

[Tropique]

Mais si on prend une petite alim classique, pas à découpage, ça devrait aller non?

Oui, normalement. Mais il vaut peut être mieux partir de transfos de taille minimale dont connait la construction, cela garantira une capa minimale.

[Yvan_Delaserge]

Bonsoir à tous,

En m'inspirant du montage bootstrap des drivers IR 2109, par exemple, j'ai imaginé le circuit suivant.

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371933602

Il permet de driver le MOSFET du haut, comme le ferait un driver IR2109, sauf que ces drivers sont limités à 600 V et donc on n'aurait aucune marge de sécurité si on utilisait le hacheur avec une tension du réseau doublée, c'est-à-dire 600 V.
Le drive se fait comme on peut le constater, au moyen d'un optocoupleur, qui est alimenté grâce au montage bootstrap. Pour mémoire, le fonctionnement est le suivant:
La diode rapide UF 4007 (diode de bootstrap) est bloquée en permanence, sauf lorsque la source du MOSFET du haut est mis à la masse par le MOSFET du bas. Lorsque cela arrive, la capacité de bootstrap (100uF) se charge à la tension Vcc (15V). Ce condensateur alimente le phototransistor de l'optocoupleur, ce qui va lui permettre, le moment venu, de commander le MOSFET du haut.
L'alim 15 V est en tout temps protégée de l'effet destructeur de la haute tension, par la diode de bootstrap.

Par rapport à la solution imaginée par Tropique, (dont le moins que l'on puisse dire est qu'elle est ingénieuse et surtout qu'elle a été testée, contrairement à la mienne), ça paraît presque trop simple.
http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371934490

Qu'en pensez-vous?
Est-ce que ça peut fonctionner?
Notamment à la mise en route, qu'est-ce qui va se passer?
Est-ce qu'il y a un truc que j'ai pas vu?

Merci d'avance de vos commentaires.

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Est-ce que ça peut fonctionner?
Notamment à la mise en route, qu'est-ce qui va se passer?

Cela peut peut-être fonctionner, je ne serais pas trop catégorique.

Il faudra en tous cas faire des modifications: ajouter une résistance de quelques dizaines d'ohms en série avec la diode, pour limiter les courants de pointe et éviter un redressement de crête sur le ringing.
Ensuite mettre une zener de 15V en // sur le condo pour la même raison.
Et enfin, faire une vraie commande de gate: il est indispensable que celui-ci voie tout le temps une basse impédance, particulièrement pour de la haute tension.
Il pourrait être bricolé en discret, mais il est plus simple et plus sur d'en prendre un tout fait: tout est prévu, et cela fonctionne de manière sure. Sans employer de driver dédié, il est extraordinairement facile de claquer un MOS. Voir les TCxyz et autres par exemple.

[Biname]

Je viens enfin de comprendre comment fonctionne le 'bootstrap' ! Merci.

Le bootstrap devrait fonctionner et est beaucoup beaucoup beaucoup plus simple que les alim.

Mais :

1)
il faudra laisser le temps aux condensateurs bootstrap de 100µF de se charger avant de commencer le hachage

2)
le PC817 est lent, temps de commutation 'typique' 6 µs et maxi 18µs, ça ralentira la commutation du mosfet et
donc y augmentera beaucoup (100 à 200 fois) le dégagement de chaleur mais comme on ne commute que 200 fois par
seconde, ca passera peut-être mais alors pourquoi utiliser de 'couteux' IGBT' ? Il faudrait optimiser
les vitesses de commutation, voire changer d'optocoupleurs ? Les IGBT ne sont peut-être pas nécessaires
à 200 Hz ???? En supposant que pendant la commutation, 50% de la puissance commutée est dissipée dans le
mosfet on a : 200 x 2000W x 0.0001 x 50% / 2_mosfets = 10W par mosfet pour un temps de commutation
de 100µs.

3)
lorsque l'optocoupleur cessera de conduire, la capacité de grille du mosfet ?20nF? se déchargera à travers
les 10K ce qui prendra du temps (R.C = 200µs ) et ralentira donc la commutation off du mosfet et provoquera
un échauffement du mosfet (il peut commuter en 50ns IIRC ?). Voir comment d'autres utilisent les optocoupleurs
avec des mosfets. Remplacer ces 10K par 500 ohms.

4)
si on remplace les 10K sur la grille des mosfets par des résistances de 500 ohms, le temps de commutation off du
mosfet tombe à 10µs. Le courant de collecteur de l'optocoupleur sera de ~50mA pendant 2.5 ms, courant pris sur le
condensateur boostrap qui se déchargera alors de :
c.dv = i.dt >> dv = 0.050A x 0.0025s / 0.0001 = 1.25V, il passera de 15 à 13.75V

5)
pourquoi pas d'optocoupleurs sur les mosfet du 'bas' ? Pas indispensables, c'est vrai.

6)
ne pas oublier les zeners de Fabang.

7)
optocoupleurs plus rapides plus puissants série FOD :
http://www.fairchildsemi.com/ds/FO/FOD3120.pdf
50 fois plus onéreux

8)
un pdf sur "Microcontrôleurs et contrôle d'alimentation à découpage"
http://www.epn-online.fr/pdf/A1_8622..._Microchip.pdf

Juste des infos !


sauf erreurssss
(cor : dans un message précédent, je calcule que la durée d'impulsion est de 25 ms, c'est faux, elle est de 2.5ms à 200 Hz )

Beaucoup moins expérimenté que Tropique, je suis plus optimiste

[fabang]

Il ne faut pas se faire trop de mal avec des montages exotiques. L'alimentation bootstrap est bien adapté au besoin (le découpage reste cyclique) et les photodrivers genre ACPL H342 ne sont pas très cher (dans les 2€) et ils sécurisent bien les montages.
Courant de gate jusqu'à 2A ce qui permet de gérer les temps de commutations.
Gestion de l'UVLO, ce qui évite les commutation foireuses quand le bootstrap n'est pas à son niveau nominal.
Tension d'isolement au dessus de 1kV
Dv/Dt supporté de 40kV/µs. Ce dernier paramètre est le plus important si les commutations sont rapides. Les problèmes de dépassement de Dv/Dt ne sont pas faciles à diagnostiquer.

[Yvan_Delaserge]

Et enfin, faire une vraie commande de gate: il est indispensable que celui-ci voie tout le temps une basse impédance, particulièrement pour de la haute tension.

Par exemple avec un totem-pole PNP-NPN commandé par le phototransistor? Comme ça, on a en tout temps le gate qui est connecté soit au + 15 V, soit à la source.

Il pourrait être bricolé en discret, mais il est plus simple et plus sur d'en prendre un tout fait: tout est prévu, et cela fonctionne de manière sure. Sans employer de driver dédié, il est extraordinairement facile de claquer un MOS. Voir les TCxyz et autres par exemple.

ça c'est sûr, mais je n'en ai pas trouvé qui tiennent plus de 600V. http://stores.ebay.com/OpAmps-and-MO...&_udhi=&_udlo=

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Il ne faut pas se faire trop de mal avec des montages exotiques. L'alimentation bootstrap est bien adapté au besoin (le découpage reste cyclique) et les photodrivers genre ACPL H342 ne sont pas très cher (dans les 2€) et ils sécurisent bien les montages.
Courant de gate jusqu'à 2A ce qui permet de gérer les temps de commutations.
Gestion de l'UVLO, ce qui évite les commutation foireuses quand le bootstrap n'est pas à son niveau nominal.
Tension d'isolement au dessus de 1kV
Dv/Dt supporté de 40kV/µs. Ce dernier paramètre est le plus important si les commutations sont rapides. Les problèmes de dépassement de Dv/Dt ne sont pas faciles à diagnostiquer.

Merci Fabang pour cette référence intéressante.
En fait on pourrait utiliser un ACPLH342 avec un montage bootstrap:

http://forums.futura-sciences.com/at...1&d=1371986354

Selon l'appliaction note, il faudrait une petite alim séparée.

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Par exemple avec un totem-pole PNP-NPN commandé par le phototransistor? Comme ça, on a en tout temps le gate qui est connecté soit au + 15 V, soit à la source.

C'est un minimum, mais avec un opto il faut plus que ça: il ne faut pas permettre à des flancs lents de passer, et il faut un shutdown si les conditions sont défavorables. La référence donnée par fabang fait tout ça, c'est la solution la plus simple

ça c'est sûr, mais je n'en ai pas trouvé qui tiennent plus de 600V.

Je parle de driver simples, pas high side. A partir du moment où tu gères toi même l'alim et l'isolation, ça suffit. Mais si l'opto fait tout, c'est encore plus simple, il n'y aura que les dead-times à implémenter

[Yvan_Delaserge]

Salut à tous,

encore un mot pour vous donner des nouvelles de l"autopsie" du montage qui a explosé:

Les deux MOSFET d'une des branches du "H" ont rendu l'âme.

Ce qui me donne à penser que l'explosion était due à un "shoot through", c'est-à-dire que les 2 MOSFET se sont retrouvés à l'état conducteur simultanément. Mais un seul a explosé. Cela signifie qu'il a dissipé davantage que l'autre.

Normalement, le driver IR 2109 rend impossible ce genre d'événement. Notamment, il introduit un dead time de 0,5 us. Il faut donc croire que la surveillance de l'IC a été contournée, mais comment?

Tout d'abord, mea culpa, en reprenant la data sheet de l'IR 2109, il y a un condensateur de découplage de l'alim15 V que je n'avais pas monté. Et d'autre part, un condensateur de découplage de la haute tension , qui est donc entre le drain du MOSFET du haut et la source du MOSFET du bas. Si ces condensateurs figurent sur la Data sheet, c'est sans doute qu'ils sont importants. Je vais donc refaire un essai, en les ajoutant au nouveau montage. La question, c'est quelle valeur pour ces deux condos?

Pour l'alim 15 V, je pensais à 100 uF et 0,1 uF en parallèle, pour chacun des deux drivers, au plus près du boîtier. Pour l'alim haute tension, 300 nF, tout simplement, parce que j'ai déjà des condos de cette valeur, 1200 V.

Ensuite, le montage va se faire sur un circuit imprimé, ce qui va considérablement raccourcir les longueurs des connexions et empêcher que des "parasites viennent nous brouiller l'écoute".

Dans la même veine, je vais utiliser un circuit double face avec un plan de masse entre les circuits et le câblage.

Je vais installer des Zener 15 V entre le gate et la source des MOSFET.

Je vais installer un snubber aux bornes du primaire du transfo. J'attends les composants.

Voilà, si quelqu'un a encore des idées...


Amicalement,

Yvan

[fabang]

La haute tension doit disposer d'un condensateur électrochimique de forte valeur pour limiter l'ondulation du redressement.
Mais à proximité du pont d'IGBT il faut un condensateur à faible ESR capable de satisfaire aux appel de courant à la commutation et surtout capable de supporter les renvois d'énergie.
Plusieurs cas, l'ouverture des IGBTs, ou la la déconnexion de la charge. L'énergie stockée dans le primaire (E = 1/2 L I²) est alors renvoyée brutalement sur la capa la plus proche, et la tension monte localement à VHT + (Racine (E/0,5C) Il faut ajouter l'inductance des fils et dI /dT ce qui peut facilement doubler la valeur de VHT.
Je ne connais ni la valeur des courants, ni l'inductance du primaire, mais 300nF me parait très léger. On est souvent proche de 3 à 10µF.

[Biname]

La haute tension doit disposer d'un condensateur électrochimique de forte valeur pour limiter l'ondulation du redressement.
Mais à proximité du pont d'IGBT il faut un condensateur à faible ESR capable de satisfaire aux appel de courant à la commutation et surtout capable de supporter les renvois d'énergie.
Plusieurs cas, l'ouverture des IGBTs, ou la la déconnexion de la charge. L'énergie stockée dans le primaire (E = 1/2 L I²) est alors renvoyée brutalement sur la capa la plus proche, et la tension monte localement à VHT + (Racine (E/0,5C) Il faut ajouter l'inductance des fils et dI /dT ce qui peut facilement doubler la valeur de VHT.
Je ne connais ni la valeur des courants, ni l'inductance du primaire, mais 300nF me parait très léger. On est souvent proche de 3 à 10µF.

Je me demandais ce qui se passe lorsqu'on le primaire est en l'air, voici un début de réponse. IIRC 20 mH, 5A >>> E = 0.02 * 25 / 2 = 0.25 joules dans un condensateur à 600V E = C*V²/2 >>> C = 2 * 0.25 / 600² = 1.4 µF ... ça me parait bien peu 0.25 joules ???


Ce n'est qu'un calcul, je ne sens pas bien ce qu'il se passe à ce moment là ? Le secondaire absorbe de l'énergie aussi ? Et dans un transfo, il y a un circuit magnétique qui contient l'énergie et il ne la rend pas instantanément ... faudrait trouver le courage de rererererepotasser la théorie. A première vue il faudrait raisonner sur le flux magnétique ... E = d_fi/dt ... la tension au primaire devrait s'inverser - pas très sur de ça - et ne pas excéder en valeur absolue la tension à l'instant de la coupure ?????


Si le ridicule tu_er_ait, je le saurais

[fabang]

Pour le raisonnement, par du principe que le courant ne peut pas varier brusquement dans une inductance.
Donc quand les GIBTs (ou mes MOS) s'ouvrent, le courant dans le primaire se maintient en passant par les diodes. (On suppose que le secondaire est en l'air)
Donc aucun doute, la tension s'inverse, et c'est le primaire qui devient générateur.
L'énergie renvoyée qui était stockée dans le champ magnétique retourne vers les condensateurs. (Nota, même si le secondaire est chargé, on se récupère quand même l'énergie de l'inductance de fuite qui n'est pas toujours anodine).

Tien, imagine une inductance parcourue par un courant I, que l'on interrompt brutalement avec un interrupteur idéal (Temps de coupure nul, tension de claquage infini, capacité parasite nulle). L'inductance n'est pas idéale, à combien va monter la tension à ces bornes.

[Yvan_Delaserge]

La haute tension doit disposer d'un condensateur électrochimique de forte valeur pour limiter l'ondulation du redressement.
Mais à proximité du pont d'IGBT il faut un condensateur à faible ESR capable de satisfaire aux appel de courant à la commutation et surtout capable de supporter les renvois d'énergie.
Plusieurs cas, l'ouverture des IGBTs, ou la la déconnexion de la charge. L'énergie stockée dans le primaire (E = 1/2 L I²) est alors renvoyée brutalement sur la capa la plus proche, et la tension monte localement à VHT + (Racine (E/0,5C) Il faut ajouter l'inductance des fils et dI /dT ce qui peut facilement doubler la valeur de VHT.
Je ne connais ni la valeur des courants, ni l'inductance du primaire, mais 300nF me parait très léger. On est souvent proche de 3 à 10µF.

Doubler la valeur de VHT: C'est même plus grave que ça!
L'inductance du primaire du transfo est de 30 mH
L'intensité dans le primaire est de 10 A
Dans ces conditions, E = 1, 5 (Coulombs?)
Si la capa est de 10 uF, selon l'équation VHT + (Racine (E/0,5C) la surtension est égale à 548 V. On aura donc sur le drain du MOSFET du haut, 848 V.

Mais est-ce que la tension aura matériellement le temps de monter si haut? Parce que le MOSFET du haut de l'autre branche du H va passer en conduction 0,5 us plus tard, et shunter la surtension vers l'autre borne du primaire du transfo.

Ce qui m'amène à penser que si le deadtime est court, la capa de découplage du drain n'a peut-être pas besoin d'être trop élevée? Vrai ou faux?


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Pour le raisonnement, par du principe que le courant ne peut pas varier brusquement dans une inductance.
Donc quand les GIBTs (ou mes MOS) s'ouvrent, le courant dans le primaire se maintient en passant par les diodes. (On suppose que le secondaire est en l'air)
Donc aucun doute, la tension s'inverse, et c'est le primaire qui devient générateur.
L'énergie renvoyée qui était stockée dans le champ magnétique retourne vers les condensateurs. (Nota, même si le secondaire est chargé, on se récupère quand même l'énergie de l'inductance de fuite qui n'est pas toujours anodine).

Tien, imagine une inductance parcourue par un courant I, que l'on interrompt brutalement avec un interrupteur idéal (Temps de coupure nul, tension de claquage infini, capacité parasite nulle). L'inductance n'est pas idéale, à combien va monter la tension à ces bornes.

Dans un allumage de voiture, on passe de 12 V à 15 000 V comme ça, alors, dans une situation théorique, je dirais qu'il doit y avoir une division par zéro quelque part...

[Tropique]

Ce n'est pas ainsi qu'il faut calculer: si ton découplage local vaut 300nF, et que le condensateur de filtrage principal vaut ~∞ (=suffisamment grand), que le cablage entre le pont et ce condensateur vaut 1µH, un échelon de 10A va faire apparaitre une surtension de 10*√1/0.3, soit à peu près 18V

[Biname]

1 - la diode sur le mosfet est capable de transmettre autant de courant que le mosfet lui même(*), ce n'est pas une diodounette pour petits courants de fuite comme je le pensais . C'est par là que l'énergie non consommée au secondaire ou perdue (pertes fer et cuivre) retourne au condensateur de lissage principal qui ne pourra pas atteindre une tension supérieure à celle fournie par le secteur, sans quoi on a une rendement supérieur à 100% et l'emballement qui va avec . Le problème comme l'explique Tropique, est que sur le chemin de ce courant de retour, il y a l'inductance de cablage aux bornes de laquelle va apparaître - côté mosfet - une tension supérieure à celle du condensateur principal de lissage.

Lorsque le primaire est en l'air apparaissent donc bien des extracourants et surtensions aux bornes du primaire et ce sont ces diodes qui les limitent.

Un question importante : comment varie le flux magnétique aux diverses phases du hachage ? On cherche ... doucement !

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Il me semble aussi que le temps mort est court, d'autant plus que dans le cas d'un hachage à 200 Hz, l'augmenter à 100µs n'a pas beaucoup d'incidence.

Par contre, je me demande si l'utilisation de deux IR2109 - ou autres - n'est pas la cause de problèmes au niveau de ces deux temps morts différents ???????????? Je n'ai trouvé aucun schéma utilisant deux IR2109 ? Est-ce la réponse à ma question ?

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(*) voir datasheet 1N60 par exemple

[Yvan_Delaserge]

La haute tension doit disposer d'un condensateur électrochimique de forte valeur pour limiter l'ondulation du redressement.
Mais à proximité du pont d'IGBT il faut un condensateur à faible ESR capable de satisfaire aux appel de courant à la commutation et surtout capable de supporter les renvois d'énergie.

Peut-on prendre un électrochimique low ESR 450 V, ou bien faut-il un condo polypropylène?

Pour la surtension, si la capacité du condo est suffisante, la VHT ne devrait monter que très peu, on peut donc prendre un condo 450 V, tout comme celui de filtrage?


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Ce n'est pas ainsi qu'il faut calculer: si ton découplage local vaut 300nF, et que le condensateur de filtrage principal vaut ~∞ (=suffisamment grand), que le cablage entre le pont et ce condensateur vaut 1µH, un échelon de 10A va faire apparaitre une surtension de 10*√1/0.3, soit à peu près 18V

OUF, voilà une considération qui me fait bien plaisir! Moi qui viens de passer ma matinée à chercher désespérément des condos polypropylène 1000V!
Je vais m'arranger pour câbler court entre le condo de filtrage et les IGBT.


Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Par contre, je me demande si l'utilisation de deux IR2109 - ou autres - n'est pas la cause de problèmes au niveau de ces deux temps morts différents ???????????? Je n'ai trouvé aucun schéma utilisant deux IR2109 ? Est-ce la réponse à ma question ?

Je n'avais pas pensé à ça. Est-ce qu'on peut avoir un shoot-through, si les temps morts des deux IR2109 sont différents? C'est vrai que les deux IC travaillent totalement indépendamment l'un de l'autre et chacun a sa propre valeur de temps mort prédéfinie en usine. Elle est de 500 ns selon la data sheet, mais il y a forcément une tolérance.
ça serait ça, la raison de mon explosion?


Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Je n'avais pas pensé à ça. Est-ce qu'on peut avoir un shoot-through, si les temps morts des deux IR2109 sont différents?

C'est sans importance à partir du moment où chaque IC gère son propre demi-pont: il n'y a que là que le shoot-through peut se produire.

[Yvan_Delaserge]

C'est sans importance à partir du moment où chaque IC gère son propre demi-pont: il n'y a que là que le shoot-through peut se produire.

Ben oui, c'est logique. Encore un souci de moins. Merci Tropique!

Amicalement,

Yvan

[Yvan_Delaserge]

Peut-on prendre un électrochimique low ESR 450 V, ou bien faut-il un condo polypropylène?

Pour la surtension, si la capacité du condo est suffisante, la VHT ne devrait monter que très peu, on peut donc prendre un condo 450 V, tout comme celui de filtrage?

Yvan

J'ai trouvé des électrolytiques que l'on annonce comme "low ESR" ici:http://www.ebay.com/itm/10PC-450V-10...item3cb97fb383

D'après l'image, il s'agit de condos Rubycon de type BXA.
D'après la datasheet de Rubycon: http://www.rubycon.co.jp/en/catalog/...inum/e_BXA.pdf
La datasheet ne mentionne pas low ESR, elle donne des valeurs de tangente delta. A 20 degrés, 120 Hz un condo 450 V présente une tangente delta de 0,20.

Est-ce que ça peut être considéré comme du low ESR?

Amicalement,

Yvan

[Tropique]

Ce genre de condensateur ne peut pas être utilisé pour un découplage local, ils vont encaisser des pointes de courant trop sévères.
Si tu arrives à placer suffisamment près le(s) condensateurs de filtrage principaux, alors ça peut aller (mais ça risque d'être difficile pour maintenir des longueurs de connection acceptables)

[Yvan_Delaserge]

Peut-on prendre un électrochimique low ESR 450 V, ou bien faut-il un condo polypropylène?

Pour la surtension, si la capacité du condo est suffisante, la VHT ne devrait monter que très peu, on peut donc prendre un condo 450 V, tout comme celui de filtrage?

Yvan

J'ai trouvé des électrolytiques que l'on annonce comme "low ESR" ici:http://www.ebay.com/itm/10PC-450V-10...item3cb97fb383

D'après l'image, il s'agit de condos Rubycon de type BXA.
D'après la datasheet de Rubycon: http://www.rubycon.co.jp/en/catalog/...inum/e_BXA.pdf
La datasheet ne mentionne pas low ESR, elle donne des valeurs de tangente delta. A 20 degrés, 120 Hz un condo 450 V présente une tangente delta de 0,20.

Est-ce que ça peut être considéré comme du low ESR?

Amicalement,

Yvan

[fabang]

Concernant la devinette
Imagine une inductance parcourue par un courant I, que l'on interrompt brutalement avec un interrupteur idéal (Temps de coupure nul, tension de claquage infini, capacité parasite nulle). L'inductance n'est pas idéale, à combien va monter la tension à ces bornes.
Il n'y a pas de division par zéro, et ça ne monte pas à l'infini.
La tension maximum est déterminée par la capacité parasite de l'inductance ou l'énergie 1/2 LI² de la bobine passe dans la capacité parasite et devient 1/2CV².