Erreurs Avec Proteus-8 - simulation d'un convertisseur Flyback

[invite03481543]

Pour poursuivre notre rendez-vous quotidien:

L'inductance de fuite et les snubbers:

Comme nous l'avons vu précédemment l'inductance de fuite est inéluctable dans un transformateur Flyback et il faut en minimiser la valeur pour éviter les ennuis.
La règle est que sa valeur n'excède pas 5% de Lm (l'inductance magnétisante), en général on vise plutôt une valeur inférieure à 3%.
Dans notre cas Lf devra donc être inférieure à 840nH ce qui est une valeur très faible qui sera difficile de tenir par une réalisation manuelle du transformateur.
Une inductance supplémentaire peut se manifester entre le transformateur et le transistor de commutation, généralement en optimisant le routage du PCB cette valeur peut être très faible voir négligeable.
Il faut à ce stade retenir la recette de cuisine suivante:

-> R(pcb)=0.5*L/W (avec L la longueur de la piste et W sa largeur)
-> L(pcb)=10nH/cm

Nous y reviendrons plus tard dans la partie "comment router un Flyback comme un dieu"

Le schéma électrique de notre Flyback tenant compte de cette inductance de fuite est le suivant:

Schéma_primaire_Flyback.JPG

Le schéma représente le circuit snubber qui est à placer au bornes du bobinage primaire (qui doit englober le bobinage primaire jusqu'au transistor), il réalise un "clamp" de la surtension provoquée par la résonance de Lf et de Coss du MOS (et de la capacité parasite inter-bobinages que nous négligerons ici).
Est représenté également le snubber sur la diode schottky de sortie qui lui participera à minimiser la résonance qui apparaît entre l'inductance de fuite ramené au secondaire et la capacité parasite intrinsèque de la diode schottky.

Résumons le fonctionnement pour faire apparaître ce qui se passe concrètement aux bornes du transistor de commutation:

Dèjà faisons un petit dessin de la tension aux bornes du MOS pour identifier les différentes séquences durant un cycle complet:

overshoot_drain..jpg

-> Lorsque le MOS est conducteur le courant Ip croit selon une pente Vin/Lm jusqu'à ce que le MOS se bloque au bout d'un temps t(on) qui dépend de Vin et de la puissance réclamée en sortie. C'est la phase de stockage de l'énergie.
-> Quand le MOS se bloque la diode au secondaire se met à conduire du courant et alimente C et la charge de sortie. l'énergie stockée est délivrée à la charge.
La tension aux bornes du bobinage primaire voit la tension réfléchie du secondaire:

V(RO)=[DC/(1-DC)]*Vin(min)=6.54V qui s'additionne avec la tension Vin(min) et la tension générée par l'inductance de fuite V(Lf).

Le rôle du snubber sera de limiter tout ce qui dépassera de Vin+V(RO), il aura pour tache de raboter toutes surtensions excessive qui si rien n'est fait détruirait le transistor de commutation.
En principe la tension de clamping ne doit pas excéder le double de la tension secondaire réfléchit.
On choisit la tension Vds(max) du transistor avec suffisamment de marge pour ne pas s'approcher de trop près du pic de surtension (même une fois raboté).
Ce snubber est une solution passive, ce qui signifie que l'énergie de l'inductance de fuite sera transformée en chaleur. D'où l'intérêt de limiter au mieux cette inductance de fuite.
(Il existe des solutions actives que je ne traiterai pas ici)

L'énergie stockée dans l'inductance de fuite durant la phase ON doit être transférée dans le condensateur du snubber puis sera dissiper dans sa résistance en parallèle:

Wf=1/2*Lf*I²(max)=1/2*Cs*Vpp²

Cs(min)=Lf*I²(max)/Vpp² avec Vpp=[V(OR) + V(surtension)]
avec V(surtension) que nous *limiterons à 2*[Vin(min)+V(OR)]=2*[8+(21*32/103)]=29V

*Ce choix permettra d'utiliser un MOS ayant une tension drain-source < 100V.

d'où Vpp=35V

=> Cs=840.10^-9*41.6²/1225 => Cs = 1.2µF
Pour s'assurer que la tension reste quasi stable à ses bornes nous prendrons pour Cs 10x la valeur calculée, soit Cs=10µF /50VDC (faible ESR -> X7R))

Nous limiterons la puissance dissipée dans la résistance à P=5W
=> P(Rs)=Vpp²/Rs => Rs=Vpp²/5=245 ohms -> nous prendrons Rs=270 ohms/7W

La diode doit être de type très rapide, par exemple une UF4003 qui possède un temps de recouvrement de 50ns.

A ce stade il nous restera à dimensionner les points suivants:

-> le transistor MOS de commutation
-> la diode de sortie D et son snubber
-> le condensateur d'entrée et de sortie
-> un circuit de commande
-> la boucle de régulation

A bientôt.
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[invite03481543]

Hello à tout ceux qui suivent cette étude au quotidien

Choix du MOS de commutation:

Ce transistor doit pouvoir supporter la tension max suivante:

Vds(on)=Vin(max) + Vpp + Vmarge avec Vmarge> 30%*

=> Vds(max)=(20+35)*1.3=71.5V nous prendrons un modèle V(br)Dss>75V

Nous devons minimiser les pertes dans le MOS, pertes en conduction et pertes en commutation:

P(cond)=Rds(on)*Ip²(rms)
P(com)=Coss*Vp²(max)*f/2 + Vp(max)*Ip(max)*f*t(g) avec t(g) le temps de charge de la grille du MOS: t(g)=Qgd*Rg/[Vdd-Vgs(th)]

Pour minimiser P(cond) il nous faut un (ou 2 MOS) ayant un très faible Rds(on)
Pour minimer P(com) il nous faudra privilégier un MOS avec un Qgd faible et un Vgs(th) pas trop haut.

Voici un candidat possible:
https://www.onsemi.com/pub/Collateral/NTMFS6H801N-D.PDF

V(br)Dss=80VDC
Rds(on)=2.8 mohms
Qgd=13nC
Rg=2.5 ohms
Coss=586pF
Vgs(th)=

=> P(cond)=2.8.10^-3*28.1²=> P(cond)=2.2W
=> P(com)=(586.10^-12*75²*70.10^3)/2 + [75*41.6*70.10^3*13.10^-9*2.5)/(8-2)] => P(com)=1.3W

La puissance totale Pt perdue par le MOS est de 3.5W soit 3% de la puissance de sortie

Pour dissiper cette puissance, nous allons procéder au calcul du dissipateur:



Nous avons 3.5W à dissiper à la puissance maximum.

La doc du MOS nous donne Rth(jc)=0.9°C/W et Rth(ja)=39°C/W
Une température max absolue de jonction (Tj) de 175°C que nous limiterons à Tj=110°C et une température ambiante que nous fixons à Ta=30°C
Comme nous isolerons le transistor cms du dissipateur avec un tampon en silicone nous comptons Rth(cs)=0.3°C/W

Nous savons d'après le dessin que Tj=Pt*[Rth(jc)+Rth(cs)+Rth(sa)]+Ta et que Tj=P*Rth(ja)+Ta

Il nous manque donc juste Rth(sa) qui est la résistance thermique du dissipateur cherché:

Rth(sa)<(Tj-Ta)/Pt -(Rth(jc)+Rth(cs)=(110-30)/3.5 - (0.9+0.3) => Rth(ja)<21.6°C/W

Comme le MOS est en boitier CMS nous verrons qu'il est pratique d'utiliser de la surface de cuivre du PCB, nous y reviendrons.
Il existe bon nombre de petits dissipateurs pour cet usage destiné aux composants CMS, par exemple un modèle comme celui-ci:

https://www.digikey.fr/product-detail/fr/assmann-wsw-components/V2026B/AE11371-ND/8826884

Voilà pour le transistor!
@+

[jak66]

Bonjour,
Merci Hulk28 pour ces explications claires, nettes et précises.
Les quelques tutos sur le même sujet que j'ai lus sont un peu abscons, et respectent bien la devise "pourquoi faire simple quand on peut faire compliqué".
Je maitrise assez bien les alim linéaires (ma première remonte à presque 50ans), mais celles à découpage, c'est un peu (beaucoup) plus compliqué.
Bonne journée.

[invite03481543]

Merci.

Dimensionnement de la diode de redressement:

Les redresseurs Schottky ont une chute de tension directe plus faible que les diodes à jonctions PN classiques et sont également plus rapides, ce qui en fait le redresseur de choix *(à faible coût) lorsque l'on envisage de réduire les pertes du convertisseur et d'améliorer l'efficacité globale.
*Il existe aussi le redressement synchrone qui utilise un MOS et qui permet de gagner davantage en rendement, mais au prix d'une complexité supérieure.

Lorsque le MOS de commutation en entrée est bloqué (phase OFF dans le cycle), la tension au secondaire s'inverse et la diode devient passante, le courant se met à circuler vers le condensateur et la charge, le Flyback restitue à la sortie l'énergie accumulée durant la phase ON.

La tension inverse max à laquelle la diode sera soumise doit être supérieure à :
Vd(inv)>Vout + Vin(max)*(Vout+Vd)/V(OR) = 20+20*(20+1)/6.54 => Vd(inv)>84V
Le courant rms qui la traversera vaut:



=> Id(rms)=9.67A

Le courant moyen sera le courant DC max consommé en sortie soit Imoy=6A

Pour la tension de service nous prendrons une marge de sécurité avec un minimum de 50% en plus soit 126V min.
Pour le courant RMS il faut également prendre de la marge, nous prendrons aussi 50% soit 15A (rms) ou 9A moyen.

Un candidat possible par exemple:
https://www.digikey.fr/product-detail/fr/vishay-semiconductor-diodes-division/VB30200C-E3-8W/VB30200C-E3-8WGITR-ND/2149405

La puissance max dissipée par la diode sera:
Pd=Vd*Imoy=6W

Rth(sa)<(Tj-Ta)/Pt -(Rth(jc)+Rth(cs))=(110-25)/6 - (0.8+0.3) => Rth(ja)<12°C/W

Que ce soit pour le transistor comme pour la diode de redressement, l'usage du cuivre du PCB permettra d'utiliser un dissipateur ayant une plus grande résistance thermique.
Pour le moment nous pouvons décider d'utiliser les mêmes dissipateurs, pour l'un et l'autre.

Le condensateur de sortie:

Il y a deux caractéristiques importantes qui vont conditionner la valeur de ce condensateur, l'objectif d'ondulation résiduelle de la tension en sortie et l'ondulation en courant.
L'une va conditionner la valeur de C et l'autre la valeur de la résistance série.Sa capacité va dépendre du taux d'ondulation requis en sortie:

Nous voulons Vond=100mV soit 5% de Vout

=> Cout>Is(max)*(1-DC)/(Vond*f) => C>14.21*0.55/(0.1*70000) => C>1120µF

Avec Is(max)=Ip(max)*Np/Ns=45.76*32/103=> Is(max)=14.21A

Autre caractéristique importante est la résistance série, plus elle est élevé et plus le condensateur va s'échauffer en R(esr)*Ic²(rms) et plus l'ondulation résiduelle sera élevée:



=> Rc(esr)<12.7 mohms

avec Ic(rms):
=> [B]Ic(rms)=7.87A

Un candidat possible:
https://fr.farnell.com/panasonic-ele...-20/dp/2766957



Nous en mettrons deux pour satisfaire le courant rms calculé.
Il est préférable et conseillé de mettre des 105°C, avec un minimum de 5000h, ici je prends un 10000h.

@+

[invite03481543]

Calcul du snubber de la diode de sortie:

Le but de ce snubber est de clamper la résonance qui ne manquera pas de se faire entre l'inductance de fuite du secondaire et la capacité intrinsèque de la diode.
Un simple RC suffit ici.

L'inductance de fuite ramené au secondaire est *Lfs=Lf*Ns²/Np²=8.7µH selon notre hypothèse de Lf=3%Lm

*Bien entendu ce sont des valeurs qu'il faudra mesurer sur le transformateur prototype et les valeurs seront à adaptées en conséquence.

Dans la datasheet de la diode proposée plus haut, on trouve la valeur de la capacité intrinsèque:



Cd=80pF

Mais attention! il y a 2 diodes dans ce boitier qui seront mises en parallèle, donc ici Cd=160pF

La règle est de prendre une valeur de 3~4x supérieure* pour notre condensateur de snubber, nous prendrons 560pF.
*La constante de temps du RC doit être petite devant la période T mais plus longue que le temps de monté et le temps d'oscillations, il ne faut pas que la résistance dissipe trop de chaleur.

La puissance qu'elle devra dissiper sera:
Psn>Csn*Vcn²*f=560.10^-12*84²*70.10^3=> Psn=P(Rsn)>0.266W

C'est cette puissance que devra dissiper Rsn.
La valeur de Rsn se calcule sous cette forme:



=>

=> Rsn=233 ohmsNous sélectionnerons Rsn=270 ohms 1/2W

Le condensateur d'entrée:

Il doit pouvoir assurer un taux d'ondulation faible dans la pire des situations, à savoir la tension min et au courant max.
L'ondulation de courant au primaire a été défini comme valant



=> Cin(min)=1473µF

Nous prendrons Cin=2x820µF/35VDC en parralèle et nous placerons un condensateur céramique X7R de 1µF/50V au plus près du transformateur.

Voilà, il nous restera à voir la partie circuit de commande et régulation, puis la mise en oeuvre pratique avec le routage et le bobinage du transformateur.
@+

[invite03481543]

Hello,

aujourd'hui nous allons voir la partie circuit de commande du MOS dans ce Flyback.
Il existe aujourd'hui une multitude de circuits de commande mais pour rester sur du classique je partirais sur l'UC3844A qui a fait largement ses preuves et contient le nécessaire comme nous allons le voir pour un prix dérisoire inférieur à l'euro.

Je vous mets ici sa datasheet:
uc3842a.pdf

Ce circuit utilise un contrôle en mode courant, nous allons commencer par ce point important.
Les premiers circuits analogiques pour alimentation à découpage étaient réalisés selon un contrôle de type tension, la régulation consistait donc à prélever une partie de la tension de sortie et de la comparer avec une référence pour moduler le rapport cyclique.
L'avantage était essentiellement la simplicité du circuit de commande et ne nécessitait qu'une simple boucle de rétroaction facile à analyser.
L'inconvénient majeur réside dans les cas de surcourants ou de court-circuit en sortie d'alim, puisque le mode tension est peu réactif par nature, il faut que la boucle de réaction ait le temps de renvoyer l'info puis qu'à chaque cycle le nécessaire soit fait, ce qui en cas de surcharge trop élevé peut être destructeur.
La compensation de la boucle de rétro-action peut s'avérer un vrai casse-tête surtout quand la tension d'entrée a une amplitude large et que la charge a des variations rapides.
Pour parer à ces situations les circuits de commande et de régulation, ainsi que les protections, devenaient vite une usine à gaz pas facile à mettre au point.

Un pas important vers la fiabilité fut fait avec une autre approche qui est le mode courant.
Cette fois l'information qui permet de moduler le rapport cyclique est le courant qui circule dans l'inductance magnétisante, le ramp-up est initié au début du cycle d'horloge puis le courant max limite automatiquement le rapport cyclique à sa valeur max, si cette valeur est dépassée la commande est aussitôt arrêtée.

Comme nous l'avons vu, le courant dans l'inductance magnétisante augmente avec une pente déterminée par Vin-Vout, cette forme d'onde répondra immédiatement aux changements de tensions, éliminant à la fois la réponse retardée et la variation de gain avec les variations de la tension d'entrée.

Étant donné que l'amplificateur d'erreur est maintenant utilisé pour commander un courant de sortie plutôt qu'une tension, l'effet de l'inductance de sortie est minimisé et le filtre n'offre désormais qu'un seul pôle principal dans la boucle de rétroaction.
Cela permet à la fois une compensation plus simple et une bande passante avec un gain plus élevé qu'en mode tension.

Un autre effet et intérêt des circuits en mode courant est la limitation de courant par impulsions, en bloquant simplement la commande de l'amplificateur d'erreur ce qui facilite grandement la mise en parallèle de plusieurs alimentations.

Les fonctionnalités requises pour faire une bonne alimentation à découpage:

-> un soft-start (démarrage en douceur)
Comme bien souvent en électronique, les cas de défaillances apparaissent le plus souvent lors des transitoires, donc avant que le système soit parfaitement stabilisé et correctement polarisé.
Lorsque une alimentation est mise sous tension, si rien n'est prévu, un fort courant d'appel va circuler pour recharger la capacité d'entrée, charger l'inductance magnétisante et tout ça avec un circuit de commande qui n'est peut être pas encore bien "en place".
Une transitoire mal placée et c'est de la fumée qui sortira de l'alim.... voir un gros boum.
Il est donc nécessaire de prévoir un démarrage en douceur ou dit autrement une montée en puissance, un ramp-up dans le jargon.
Dans ce cas le rapport cyclique évoluera très progressivement de 0 à ton sans violence.
Sur l'UC3844A le soft-start est paramétrable par le biais de composants câblés en externe du circuit, donc configurable à souhait.

-> une tension de référence

Comme nous le verrons plus loin le circuit aura besoin de se fier à une tension stable et fidèle pour assurer un comportement reproductible en toutes circonstances, elle servira notamment à référencer la boucle de rétro-action à travers le correcteur d'erreur ainsi que le soft-start et l'oscillateur.
Le circuit UC3844A possède une référence de tension de 5V +/-2% (la version UC2844A garantie +/-1%)

-> PWM à verrouillage

Pour une limitation de courant cycle par cycle et qui interdit des impulsions simultanées durant un même cycle.

-> Un étage de sortie adapté

Les MOS doivent être pilotés énergiquement et pour cela l'UC3844A offre une sortie totem-pôle pouvant délivrer un courant de +/-1A.

-> oscillateur et rapport cyclique

La fréquence de découpage doit pouvoir être réglée selon nos besoins ainsi que le rapport cyclique maximum que nous avons défini.
L'UC3844A permet une fréquence de découpage pouvant atteindre 500kHz et un rapport cyclique pouvant aller jusqu'à 50%.

-> limitation de courant (pulse-by-pulse)
Comme nous l'avons décrit plus haut ce mode de protection est inhérent à cette topologie, une simple résistance dans la source du MOS permet de renseigner le circuit de commande de l'image de courant circulant dans le primaire.
Un mécanisme interne prévient contre toute impulsion qui surviendrait dans un même cycle.

-> Protection en sous tension
Afin de prévenir contre une tension d'alimentation trop faible, un comparateur avec hystérésis permet de stopper l'alimentation en toute sécurité et de réactiver proprement quand la tension redevient suffisante, tout en réactivant le soft-start.

Le circuit propose toutes ces fonctionnalités dans un DIL-8 ou un SO-8, donc taille réduite et simple de mise en oeuvre.

Voilà pour une présentation résumée de notre nouveau jouet.
@+

[sandrecarpe]

Un gros bravo pour cette très belle démonstration. J'attends la suite avec impatience

[invite03481543]

Merci. *************

[Claude-23]

Bonjour Hulk28
Excuse moi de mon absence, pendant si longtemps, je trouve ton tutorial magnifique. comme d'autres l'on déjà dit,je n'avais jamais trouvé de tuto aussi explicatif. moi aussi, j'attend également la suite avec impacience.

[invite03481543]

Merci.
Je prépare la suite qui est avec le transformateur le point le plus délicat à expliquer: dimensionner correctement la boucle de rétro-action.
Dans le prochain post nous verrons ce point et également comment configurer intégralement le circuit de commande.
Après nous aborderons la réalisation pratique, probablement avec un tore pour le transformateur afin que chacun puisse se faire un Flyback dans son coin
Profitons en le confinement n'est hélas pas pour demain...
@+