Erreurs Avec Proteus-8 - simulation d'un convertisseur Flyback

[Claude-23]

Bonjour à tous.
J'aimerais bien faire une analyse d'un chèma, seulement, j'obtien 2 erreurs.
1: Nos model spécified for D1
2: Simulation FAILED due to partition analysis error(s)

La diode D1 est prise de la librairie.
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Salut
ta diode D1 n'a pas de model de simulation
Annotation 2020-03-22 084850.jpg

Choisis en une avec un model Spice
Annotation 2020-03-22 084930.jpg

[Claude-23]

Bien le bonjour, et Merci pour ta réponse ultra rapide. J'ai changé de diode et cela a fonctioné. j'ai une autre erreur, après avoir donné à Power 12 v.
"Gmin step (0 of 120) failed GMIN=0,001" plus bas. Gmin stepping failed" , "Source step (0 of 120) failed source factor = 0,0000" Je doit rajouter que c'est la première fois avec Proteheus 8. Je ne peut pas atteindre tes pièces jointes.

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Mon dieu qui t'as appris a faire un schema

C'est un peu la meme écriture que Mozart

[A voir en vidéo sur Futura]

[Janpolanton]

Bonjour,
En publiant le schéma en format propriétaire (Proteus), il n'est pas visible pour ceux n'ayant pas ce logiciel.
Il faut le transformer en jpg ou en pdf pour en faire profiter le plus grand nombre (dont bibi...)

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J'ai essayer de remettre ca en ordre pour voir quoi ca ressemble...
Bordel 2020-03-22 135031.jpg


Et j'obtient ca (qui entre nous est un gros fouillit )
Annotation 2020-03-22 134232.jpg

Je crois que c'est un essai de copier ce circuit?

95616b9fb0f587651fb1fd7539bd8327.gif

[invite03481543]

Bonsoir,
Votre simulateur est bien conciliant, en revanche si vous construisez ça, mettez un casque et des lunettes.

-> Le snubber sur l'inductance au primaire est incorrecte, il faut ajouter une diode et R et C sont mal placés, leurs valeurs dépendront directement des caractéristiques du transformateur.
-> il manque le point de repérage sur chaque bobinage, sur un Flyback les bobinages sont opposés.
-> C5 n'a rien à faire là.
-> les condensateurs ont été valorisés au pif visiblement.
-> pas de régulation
-> pas de limitation de courant
-> ...

Il ya encore beaucoup de travail.

[invite03481543]

Faites une recherche avec "Flyback", j'ai posté bon nombre de calculs et d'explications sur cette topologie.

[Claude-23]

Bonjour à tous et merci pour vos réponses.
En fait, je voulais avoir une réponse sur le comportement de Proteus, quand au Fliback, c'est une copie, ou j'ai volontairement suprimé la régulation. j'ai pris les valeurs comme elle sont. je voulais ensuite étudié le comportement, de ce schéma. Par la suite, le modifer.
Il est possible que des erreurs de copie se soit faufiler dedans, je vais verifier. Je vous remercie beaucoup de vos interventions et constructives critiques.
seulement, j'ais de gros problèmes avec Proteus que je dois dabord résoudre, par example, je n'arive pas à déplacer un groupe d'éléments, je suis un débutant avec le Proteus 8.

Hulke 28, Le schéma que j'ai pris, n'utilise pas de diode au primaire, les valeur, sont également donné dans mon example.

Je vais à l'avenir, essayer de publier mes schémas en pdf ou jpg. je m'excuse. Je vous remerci beaucoup, et je vais naturelement corriger mon fouilli.

[invite03481543]

Oui j'ai bien vu que les valeurs sont "données", mais elles sont fausses du fait que le transformateur n'a pas été dimensionné.
Une simulation n'a de sens que si les composants du schéma ont été au préalable calculé.
Là c'est juste du n'importe quoi, donc la simulation sera du n'importe quoi aussi.

[invite03481543]

Si tu donnes les spécifications du Flyback que tu souhaites obtenir et simuler, je te propose de te montrer combien il est simple de faire ce dimensionnement.
Il te suffira ensuite de le simuler, en principe c'est dans cet ordre que ça doit se faire.
Par expérience sache que Proteus n'est pas un foudre de guerre en matière de simulation pour ce type de montage, toujours à cause de ce "transformateur" qui est rarement bien renseigné par les débutants.
Vu que ce n'est justement pas un transformateur au sens propre.

[Claude-23]

Bonjour ULK28.

Je te remerci pour ton aide, que j'aimerait bien soliciter. Je suis très interessé de connaitre le fonctionement de ses découpages, le dimentionement, avec bien sure ton aide et celui de proteus, ou ils me faut encore apprendre son fonctionement. Merci encore de bien vouloir me montrer.

[invite03481543]

Bonjour Claude,

oui bien sur.
Peux-tu spécifier ton besoin pour guider le dimensionnement?
Tension min-max d'entrée, tension de sortie, courant max de sortie, type de charge qui sera branchée sur la sortie (résistive ou complexe).
Ce sont les données minimum.
@+

[Claude-23]

Bonjour Hulk28,
Pour moi, interessant serait une alimentation aux début, entré 12-14V batterie, Sortie19-20V continue, pour un laptop, environ 5Ampères. J'aimerais apprendre, les calcules de bases, que je puisse dimentionner à tous moment, avec d'autre données. je ne sais pas comment te remercier pour ton aide. Merci beaucoup

[invite03481543]

Ok, donc je résume ici tes données d'entrée (que je corrige comme indiqué):

-> V(max)=18V (une batterie au plomb peut monter au dessus, notamment si tu lui laisses brancher un chargeur quelconque, solaire ou autres, on prend ici une marge de 20%).
-> V(min)=8V (la batterie n'atteindra jamais ce niveau, une détection la stoppera à 11V, mais pour le calcul du condensateur réservoir qui devra assurer d'éventuels appels de puissance nous fixons pour cela V(min)=8V
-> Iout=5A continu, avec une tolérance de 10% en cas d'appels de courants de la charge, soit un Imax=5.5A
-> Vout=20V
-> ondulation résiduelle en sortie (crêt à crête) fixée par défaut à 50mV
-> protection en court-circuit (fixé au delà de 20%In soit 6A)
-> objectif de rendement minimum: n=80%

Avec ces limites légèrement agrandies, le but est d'éviter qu'en aucune circonstance le noyau du transformateur n'entre en saturation.
Pour permettre une réalisation plus simple du transformateur, on opte pour une fréquence de travail de 70kHz.

Première petite parenthèse nécessaire:

Comme la source d'énergie est une batterie, le condensateur en entrée aura pour rôle de fournir sans faille les pics de puissances réclamés par la charge.
En pratique on utilise en association un condensateur électrochimique classique (qui permet d'atteindre la capacité requise) avec des condensateurs céramiques qui présentent eux la plus faible ESR (résistance série équivalente).
Ces derniers seront préférablement placés au plus près de la partie commutation, au plus près de ce que l'on nomme le "bus de puissance" ou "le rail d'alimentation".
Donc au plus prés du transformateur et de l'étage de puissance.
Il est toujours tentant de mettre par défaut un étage capacitif électrochimique à forte valeur en tête en se disant que plus forte sera la capacité et moins forte sera l'ondulation.
Il n'en est rien, le but n'est pas tant la valeur de la capacité ici mais la faculté de pouvoir fournir de forts courant rapidement et avec le minimum de pertes.
Plus la résistance série équivalente sera élevée plus il y aura un échauffement excessif du condensateur et une diminution du rendement global, liés à la perte par effet Joule dans la résistance série.
Il ne serait pas non plus habile de mettre x condensateurs en parallèle pour des raisons de prix et d'encombrement, surtout quand on peut faire mieux et pas cher.

En limitant le dv/dt (l'ondulation résiduelle) à une valeur inférieure à 50mV nous limiterons les courants efficaces pulsés par les condensateurs électrochimiques à une valeur raisonnable et facilement disponibles, l'essentiel du courant pulsé sera délivré par les condensateurs céramiques qui eux offrent une résistance équivalente bien plus faible.
Nous y reviendrons plus loin quand nous calculerons C et dès que nous aurons calculé Ic_in(rms).

Puissance absorbée au primaire (coté batterie):

Pin(max)=Pout/n (n étant le rendement)
Pin(max)=(20*6)/0.8=150W

Courant d'entrée max (peak)

Iin(max)=Pin(max)/Vin(min)=150/8=18.75A

Rapport cyclique (duty cycle)

Le rapport cyclique est le rapport entre le temps de conduction du MOS, le t(on) du commutateur électronique, et la période de découpage T.

D.C=t(on)/T

A ce stade nous devons choisir entre 2 modes de fonctionnement, le mode discontinu et le mode continu.
Cela signifie que le courant dans le bobinage primaire sera retombé à 0 avant la fin du temps de conduction t(on), ou sera encore positif avant la fin de t(on).

Quand on veut réduire la taille du transformateur (donc le prix) on utilise préférentiellement le mode discontinu.
Le mode continu lui est intéressant si on souhaite avoir une ondulation en tension la plus faible en sortie et avoir des di/dt également plus faibles en entrée.
Sans rentrer dans des considérations qui seraient trop longues à exposer ici, une règle pratique est de privilégier le mode continu au delà de 60~80W.

Le rapport cyclique conditionne le rapport de spires du transformateur N=Np/Ns avec Np le nombre de spires au primaire et Ns le nombre de spires au secondaire:

N=[V(in)min-Vt(on)]/(Vout+Vd) * t(on) / [T-t(on)]

on fixe t(on) à un maximum de 45% de T, par principe t(on) ne peut pas dépasser 50%, et nous conservons un peu de marge en comprenant bien que ce rapport cyclique ne sera atteint qu'à tension min et donc en principe jamais vu les quelques marges de sécurité que nous avons pris en hypothèse de départ du design.

Ce qui fixe t(on) à t(on)=0.45*T=0.45/f=6.43µs

avec Vt(on) la tension aux bornes du MOS à l'état ON à savoir Vt(on)=Rds(on)*Ip(rms), Ip(rms) étant le courant rms qui circule dans le bobinage primaire.
Vd est la tension directe de la diode schottky de redressement en sortie, généralement on considère 1V, nous y reviendrons plus tard quand nous la dimensionnerons.
Nous prenons ici des valeurs conservative (le pire des cas).

D'où N=(8-0.1)/(20+1)*6.43.10^-6/(14.28.10^-6 - 6.43.10^-6)=0.308

La valeur finale du rapport de spires que nous fixerons impactera directement sur le courant peak d'entrée et également sur la surtension qui apparaîtra sur le primaire lors du blocage du transistor.

C'est ce que nous verrons dans la suite, car il va nous falloir parler plus précisément de ce qui se passe dans ce "transformateur" un peu particulier...
@+

PS: si vous avez des questions n'hésitez à les poser.

[Claude-23]

Bonjour HULK28. D'abord un grand merci, tes explication sont claire et precises. Petite question. Que ce passe-t-il avec la saturation du noyeau?

[invite03481543]

Le taux de variation du courant est régit par di/dt=v/L, lorsque L est constant il suffit de jouer sur dt par la modulation du rapport cyclique ton/T .
Lorsque on s'approche de la zone de saturation L va décroitre progressivement (l'inductance magnétisante n'est plus constante) puis chuter plus brutalement une fois arrivé dans la zone de saturation, ce qui va engendrer une augmentation d'autant plus forte du courant et si rien n'est mis en place pour parer à cette situation ce surcourant va détruire le transistor de commutation.
Dans le même temps le transformateur va fortement s'échauffer.

Voici en image ce qui se passe entre un mode normal qui glisse progressivement vers un mode saturé:



Voici pourquoi il faut limiter le rapport cyclique afin de ne jamais approcher cette zone critique.

Ici on voit que pour élargir la zone d'utilisation avant saturation nous devons créer un entrefer (gap):



B désigne le champ magnétique (en Tesla), appelé aussi le flux magnétique et H est l'excitation magnétique ou appelée aussi intensité du champ magnétique, la relation qui les lie est B=µH avec µ=µ0*µr, µ0 est la perméabilité magnétique du vide (4*pi*10^-7 H/m) et µr est la perméabilité relative du matériau (le noyau magnétique).
L'entrefer va agir comme le ferai par analogie une résistance dans un circuit électrique pour limiter le courant, sauf que pour le magnétisme on nomme cette "résistance" réluctance.

Elle s'exprime par R=1/µ*L/S (on voit clairement l'analogie avec R=Rho*L/S) avec L la longueur du noyau magnétique et S la section du noyau.
Pour l'enterfer ce sera R=1/µ0*L/S avec µ0 la perméabilité magnétique du vide (ou de l'air) et L la longueur de l'entrefer.

On voit de suite que µ0<<µr donc que Rgap sera bien plus grand que Rnoyau.

Cette réluctance Rgap va s'ajouter à celle du noyau Rnoyau et nous aurons Phi=N*I/Req avec Req=Rnoyau+Rgap avec NI la force électromotrice ou force magnétique qui s'exprime en A.t (Ampère*tour)
Phi est le flux magnétique circulant dans une surface (Phi=B*S)

De même B=Phi/S donc si Phi diminue alors B diminue proportionnellement.

Ce qu'il faut retenir c'est que l'énergie sera stockée essentiellement dans cet entrefer et que celui-ci agit comme un frein à l'augmentation du flux magnétique B.
J'espère avoir répondu clairement à ta question.

[Claude-23]

Bonsoir HULK28
Merci pour ta réponse, tu as répondu d'une manière très précise à ma question

[Vincent PETIT]

Super exposé

Merci HULK28

[invite03481543]

Merci Vincent.

Nous allons maintenant dimensionner le transformateur:

Petit résumé des éléments discutés précédemment:

->Nous avions trouvé plus haut que:
N=[V(in)min-Vt(on)]/(Vout+Vd) * t(on) / [T-t(on)]
et
D'où N=(8-0.1)/(20+1)*6.43.10^-6/(14.28.10^-6 - 6.43.10^-6)=0.308

->Nous avons privilégié un mode continu de courant dans l'inductance magnétisante du transformateur.

Le courant qui traverse l'inductance au primaire, en mode continu, doit donc avoir l'allure suivante:




Remarque:La bonne linéarité de la rampe de charge permet de vérifier que la saturation du noyau n'est pas atteinte.
(Ce point sera à vérifier à l'oscilloscope lors des manip du prototype).

En se rappelant que v=Ldi/dt, nous pouvons écrire que:

i(Lm)=Imin + Vin*t/Lm, avec Lm l'inductance magnétisante et Vin/Lm la pente de charge en courant.

Le courant max i(Lm)max sera atteint à la fin du temps de conduction du transistor MOS (ton) et vaudra:

I(Lm)max=Vin*D*T/Lm (avec T=1/f)

L'énergie stockée durant la charge peut s'exprimer par:



et cette énergie sera restituée en sortie selon:



Avec R la charge max en sortie => R=Vout/Iout(max)

Il faut noter qu'en mode continu de courant dans l'inductance magnétisante, il subsiste une énergie résiduelle puisque le courant ne s'annule jamais.

Cette énergie résiduelle vaut W=1/2*Lm*I²(min)

Pour déterminer au mieux le choix de la pente nous pouvons écrire que:



Nous en déduisons que:

Imoy=120/(0.8*8*0.45)=41.6A

Rien qu'à ce stade nous devons apprendre une chose: un Flyback n'est pas la topologie idéale lorsque la tension d'entrée est faible...

Pour ne pas aggraver les choses nous devons prendre un le plus faible possible, nous prendrons ici 10%

D'où Imax=45.76A et Imin=37.44A

Nous en déduisons la valeur de Lm selon ce que nous avons vu plus haut:



Pour le principe de la démonstration nous allons poursuivre mais il faut retenir déjà qu'il est plus simple (et surtout économique) de faire un boost avec une inductance simple (plus simple à bobiner tout simplement) qu'avec un transformateur à plusieurs enroulement (il y en aura 2 en tout, primaire et secondaire) compte tenu des courants forts à ce niveau de puissance pour une basse tension d'entrée, et que le bobinage primaire devra supporter sans échauffement excessif, donc avec une section de cuivre adaptée...

Sur ce point là un simple simulateur ne vous préviendra pas

à suivre.

[Claude-23]

Bonjour Hulke 28 et encore un grand merci.

[invite03481543]

Bonjour Claude,

j'ai relevé une coquille dans mon exposé que je corrige ici:

Pour le calcul de Lm il faut considérer le uniquement et sur la période de charge (quand le MOS est conducteur) soit à D.C=0.45

Ce qui fait:



Désolé.

[invite03481543]

Donc au niveau des courants il faut comprendre que le Imoy que j'ai évoqué est en réalité le courant médian du soit , nous l'appellerons donc Io pour ne pas le confondre avec le vrai courant moyen sur la période globale T.

Du coup Imoy sur la période T vaut:

[invite03481543]

On en déduit le courant RMS au primaire du transformateur:



Arrivé à ce stade nous avons de quoi définir totalement le transformateur, son noyau magnétique, son nombre de spires, les sections de cuivre pour les 2 bobinages.
C'est ce que nous verrons par la suite.
@+

[invite03481543]

Choix du noyau magnétique:

Pour cibler un noyau particulier, il faut que celui-ci soit capable de transmettre l'énergie demandée par la charge à la tension minimum d'entrée.
Le noyau ne doit pas s'échauffer, de préférence en dessous de 30°C au dessus de la température ambiante, avec une température du transformateur qui au maximum ne doit jamais excéder 100°C.
Il est conservatif de se limiter à 100mW/cm^3 typiquement pour limiter l'échauffement du noyau à 30°C maximum.
Un bon dimensionnement de transformateur (i.e un bon rendement) se vérifie par une bonne répartition des pertes entre les perte fer (causées par les courants de Foucault) et les pertes cuivre (pertes par effet Joule).
Il est donc nécessaire de choisir un noyau ayant une perte limitée en fonction de la fréquence de travail et de la puissance à transmettre et également une densité de courant pour les conducteurs (les spires) adaptée au courant RMS nécessaire (bobinages primaire et secondaire).

La méthode usuellement utilisée pour cibler un noyau de transformateur est la méthode du produit des surfaces AP (Area Product) qui s'exprime en cm^4.

AP=Ae*A(cu) avec Ae la section du noyau magnétique et A(cu) la surface des bobinages.

Une manière d'exprimer AP est:



Avec Kt qui est une constante liée à la topologie et le taux de remplissage du volume de bobinage, pour un Flyback et un facteur d'espace de 0.4 -> Kt= 0.00033
Bmax doit être limité pour que le noyau ne puisse accéder ni approcher de trop près de la zone de saturation, en prenant 0.2T nous prenons une valeur raisonnable.
La densité de courant J (A/m² -> nous utiliserons ici des A/cm²) devra permettre de limiter les pertes cuivres, nous prendrons J=300A/cm²).

Ce qui nous donne pour AP:

AP=(120*20)/(0.00033*300*0.2*70000) => AP=1.73cm^4

Dans le tableau suivant (source Magnetics) nous allons pouvoir sélectionner un candidat:



Nous choisirons un ETD39, l'avantage est que ce modèle possède une section de bobinage ronde et un meilleur taux de remplissage, plus simple à bobiner et sans foisonnement comparativement aux bobines à sections carrées (EE, EI).
Nous aurions pu prendre également un noyau PQ3230 pour les même raisons.

Le transformateur monté aura cette apparence:



Il nous faut maintenant définir le nombre de spires au primaire:

Np=(Lm*I(rms)max)/Ae*Bm avec Ae(ETD39)min=123mm²=123.10^-6m²
=> Np=(28.10^-6*28.1)/(123.10^-6*0.2) => Np=32 spires

Ns=Np/N=32/0.31=> Ns=103 spires

Nous verrons dans la suite le calcul des diamètres de fils et nous intéresserons à l'inductance de fuite et de ses effets néfastes pour les minimiser.
@+

[invite03481543]

Calcul de l'entrefer:

e=(µo*Np²*Ae)/(10*Lm)=(4*pi*10^-7*123.10^-6)/(10*28.10^-6)=> e=0.5mm

Dimensionnement des fils de cuivre primaire et secondaire:

calcul de l'effet de peau:




Diamètre par fil maximum:

=> section par fil maximum: => AWG24

Avec une densité de courant déjà choisie de 3A/mm² nous allons déterminer la section cuivre du bobinage primaire:

Section cuivre requise pour Ip(rms)=28.1A => Sp(cu)=28.1/3=> Sp(cu)=9.37mm²

Le nombre de fils élémentaires en AWG24 qui seront mis en parallèle:

N(fils)p=9.37/0.19=49.3 => 50 fils en parallèle => nous prendrons du fil de Litz*Pour le bobinage secondaire, de la même façon nous obtenons:

Is(moy)=Iout(max)/DC=6/0.45=> Is(moy)=13.33A

=> Is(rms)=8.94A

Section cuivre requise pour Is(rms)=8.94A => Ss(cu)=8.94/3=> Sp(cu)=2.98mm²

Le nombre de fils élémentaires en AWG24 qui seront mis en parallèle:

N(fils)p=2.98/0.19=49.3 => 16 fils AWG24 en parallèle => nous prendrons du fil de Litz*

*un fil de Litz est constitué de multiples brins élémentaires émaillés donc isolés entre eux (de quelques dizaines à plus de mille) de très petite section.

Nous en profitons pour calculer l'inductance secondaire:

Ls=(Ns/Np)²*Lm=(103/32)²*28.10^-6=> Ls=290µH

Dans la suite nous évaluerons les pertes cuivre et les pertes fer.
@+

[invite03481543]

Pertes "cuivre" dans les bobinages:

Nous allons tout d'abord organiser le placement des bobinages dans la carcasse de l'ETD39.
Ce point est important car dans ce type de transformateur la géométrie d'assemblage influence fortement l'inductance de fuite.
L'inductance de fuite est un défaut inévitable dans un bobinage, elle représente le fait que le couplage mutuel n'est pas parfait, une partie du flux magnétique s'échappe comme le montre cette représentation simplifiée:



l'entrefer participe aussi à cette inductance de fuite.
Pour minimiser ce phénomène on procède à la mise en sandwich du bobinage secondaire entre 2 demi-bobinages primaire (splitting):



Dans notre cas nous ne mettrons pas de bobinage "bias" qui représente un bobinage auxiliaire destiné à l'alimentation de l'électronique de commande, cette alimentation sera directement fournie par la source d'entrée DC (8-20V).

Pour l'ETD39 la longueur moyenne Le d'une spire est de 69mm.

=> perte cuivre primaire: Pp(cu)=(Le*Np*rho(cu)/S)*Ip²(rms)=(69.10^-3*32*17.10^-9/9.37.10^-6)*28.1² => Pp(cu)=3W
=> perte cuivre secondaire: Ps(cu)=(Ls*Ns*rho(cu)/S*Is²(rms)=(69.10^-3*103*17.10^-9/2.98.10^-6)*8.94² => Ps(cu)=3.2W

Le volume du noyau de l'ETD39 est de Ve=11500mm^3=115cm^3
La perte pour un noyau en qualité 3C94 est garantie Pf<6W @200mT et 100kHz, nous pouvons tabler sur cette puissance maximum perdue qui est équivalente aux pertes cuivres, ce qui était l'objectif pour une bonne répartition des pertes.

La perte max du transformateur représente donc 12W soit 10% de la puissance délivrée en sortie.

Dans la suite nous parlerons de l'influence de l'inductance de fuite et du snubber.

[Claude-23]

Bonjour Hulk28
Tes explications sont très bonne, que meme moi, j'arive à comprendre, et ce n'est pas peut-dir enfin un grand merci

[Vincent PETIT]

Salut
Moi aussi je suis a l'écoute ! Tout ceci m'intéresse car je bossais dans la mesure de courant faible donc je n'ai jamais conçu d'alimentation courant fort. Je n'en connais que la grande théorie vue à l'école.

D'ailleurs HULK28 j'attends avec impatience les explications sur les snubber RC, RCD (le peu que j'ai mis au point c'était de manière empirique et ce n'était pas des RCD)

A+ et un grand merci !

[f6exb]

Sur le cul je suis !