J'ai regardé les DATA de du préamplificateur TQP3M9009 qui a un facteur de bruit de 1,5 dB mais qui fonctionne théoriquement à à -40°C Entre +15°c et -40°C le gain est de 1 dB environ sur le bruit ..... Ce n'est pas là un gain sensible...
Envoyé par f6bes
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Merci Calculair pour cette analyse théorique qui me permet d'avoir une idée de jusqu'où mon système est améliorable.
Actuellement, j'arrive à capter des images de la mer Caspienne aux Açores et du Cap Nord au Sahara Occidental. Cela signifie que je peux entendre un satellite éloigné de 3000 Km. Je ne suis déjà pas mécontent du fait que:
1) La puissance d'émission des satellites n'est que de 5 Watts.
1) Mon système de réception n'est constitué que d'une trentaine d'euros de matériel, plus un vieux PC de récupération.
Mais, bon, que veux-tu, le plaisir de l'amateur est de constamment chercher à améliorer les performances de son matériel...
Un civet, un plat de côtes et puis, glissez-moi une petite paupiette avec.( Lino Ventura)
Pour votre curiosité et pour mieux préparer vos exploits ci dessous un document de Union Interationales des Telecom ( UIT ) concernant la diffraction :
https://www.itu.int/dms_pubrec/itu-r...0-I!!PDF-F.pdf
Bonjour, Vous avez parfaitement raison de rechercher à améliorer les performances des systèmes. C'est instructif et cela oblige à réfléchir et à se lancer des défis . Pour tenter d'améliorer les performances dans les conditions décrites, une solution qui vient à l'esprit est d'utiliser une antenne directive ( grand gain ) lorsque le satellite s'approche de l'horizon.
Vous gagnerez quelques petites minutes de liaison, mais l'affaiblissement du à la diffraction de la terre va faire perdre rapidement les quelques dB que vous gagnerez.
Je pense que vous êtes suffisamment caler en géométrie pour apprécier le gain si vous montez votre antenne de réception ( il faut trouver les astuces pour monter l'antenne );
Il y a aussi la solution de trouver un collègue plus près vers l'est pour vous relayer le signal .... Les défits techniques sont passionnants ....
Dernière modification par calculair ; 07/07/2022 à 08h11.
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Voici le montage pret pour les premiers essais.
Le connecteur d'entree se trouve en bas de cette image. La borne centrale est reliee directement a la borne d'entree du circuit imprime.
Pour l'instant, je n'ai pas monte de circuit resonant a l'entree du montage, mais il sera possible de le faire lors des essais.
La borne de sortie du circuit imprime est connecte a une ligne resonante (constituee par le fil de cuivre horizontal au milieu de l'image), qui devra etre accordee sur 137,5 MHz, au moyen du condensateur ajustable, qui est le composant de couleur jaune qui se trouve a l'extremite gauche de la ligne. Ce cote de la ligne fonctionne a haute impedance.
L'extremite droite du fil de cuivre est connectee a la masse (boitier metallique). La sortie du circuit imprime se trouve de ce fait connecte au cote faible impedance de la ligne. On sait en effet que ces petits amplis sont concus pour fonctionner avec une impedance d'entree et de sortie egale a 50 Ohms.
J'ai soude une cloison metallique pour separer l'entree de la sortie du circuit imprime. Et une seconde cloison pour separer la ligne resonante qui se trouve au milieu de l'image de celle qui se trouve tout en haut et qui est reliee au connecteur de sortie.
Les deux lignes resonantes sont couplees par un condensateur de faible valeur, place du cote a haute impedance. Ce condensateur est realise au moyen de deux fils isoles paralleles.
Plus le couplage entre les deux lignes resonantes sera leger (condensateur de faible valeur) et plus la selectivite sera elevee.
Ces deux lignes accordees forment le filtre de sortie. On verra si j'ajoute un filtre d'entree.
Le fait d'avoir d'une part l'entree et la sortie du dit filtre qui s'effectue a faible impedance et d'autre part le couplage entre les deux lignes accordees qui se fait a haute impedance, devrait permettre d'obtenir une forte attenuation hors bande.
Il est prevu d'ajouter une paroi metallique qui va recouvrir la totalite du boitier. Ainsi, on aura trois cages de Faraday: Une contenant le circuit d'entree, la seconde contenant le circuit de sortie de l'ampli TQP 3M9009 et la troisieme contenant le circuit de sortie du montage total.
L'objectif de tous ces blindages, c'est d'eviter les auto-oscillations et d'eliminer tout ce qui est hors bande satellite.
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Bonjour,
Le gain de 20 dB est en principe largement suffisant pour que la performance en facteur de bruit du récepteur ne dépende que de l'etage d'entrée . C'est la perte d'insertion du filtre avant l'étage d"amplification qu"il faut minimiser.
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Oui, c'est vrai, c'est bien pour cette raison que je n'en ai pas monte pour le moment. Si la datasheet dit vrai, le TQP devrait etre remarquablement resistant a l'intermodulation, donc evitons la perte d'insertion d'un filtre d'entree.
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à 137 MHZ un filtre simple ne devrait par perdre beaucoup moins que 0,5 dB
Une antenne directive peut déjà filtrer les émissions qui ne viennent pas dans la direction de l'émetteur visé..
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Remoi,
Deux préamplis 144 Mhz:
un à deux lignes (entrée et sortie) tyransistor BF981
un ampli à cavité ( cavité rectangulaire) avec BF960
Bonne journée
Je reprends la mise au point de ce petit montage.
Il est possible de trouver depuis quelque temps et pour un prix avantageux, un petit appareil de mesure nommé nano VNA. Il s'agit d'un analyseur vectoriel de réseau (vector network analyser, donc VNA en anglais).
L'appareil nécessite un petit apprentissage pour apprendre à s'en servir, mais dans le cas présent, il me permet de régler avec précision les trois circuits accordés de ce petit préamplificateur.
Le graphique de Smith de gauche a été réalisé lorsque le circuit accordé d'entrée n'avait pas encore été monté, c'est-à-dire que le connecteur d'entrée était directement relié à l'entrée de l'ampli.
Le graphique de Smith de droite a été réalisé après montage du circuit résonant d'entrée.
Le marqueur rouge correspond à 137,5 MHz, le centre de la bande passante visée. Une fois le condensateur variable d'entrée réglé, on arrive à faire en sorte que le marqueur soit le plus proche possible du centre de graphique.
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Voici quelques vues du préampli :
L'entrée et la sortie se font par deux prises SO239.
L'intérieur de la boîte métallique est divisée en trois compartiments, au moyen de deux cloisons soudées à l'intérieur. Une des cloisons sépare le circuit d'entrée de la petite platine contenant le MMIC et sa sortie.
Une fois le montage terminé, le côté ouvert de la boîte est fermé par du feuillard de cuivre adhésif. On obtient ainsi trois cages de Faraday bien séparées.
La première contient le circuit d'entrée avec son résonateur, connecté à la SO239 d'entrée et à l'entrée de la platine.
La seconde contient un deuxième résonateur, connecté à la sortie de la platine du côté proche de la masse, donc basse impédance de la self du résonateur.
La troisième contient un troisième résonateur, connecté au second, au moyen d'un condensateur d'une fraction de picofarad, réalisé avec deux fils isolés parallèles. Cette connexion se fait au voisinage des condensateurs ajustables (en jaune) de 40 pF. C'est le côté haute impédance du circuit accordé.
La connexion avec la SO239 de sortie se fait au niveau basse impédance du troisième circuit accordé.
Les trois circuits accordés sont réalisés de la même manière, avec un morceau de fil de cuivre rectiligne de 1,5 mm de section, connecté à la masse du boîtier d'un côté et au condensateur ajustable de l'autre.
Les condensateurs se règlent en tournant (au moyen d'un petit tournevis cruciforme métallique) une petite pièce métallique, accessible de l'extérieur de la boîte.
Cette pièce est connectée à une des deux pattes du condensateur.
Il faut veiller à ce que la patte connectée à la pièce servant au réglage soit connectée à la masse du boîtier, et l'autre patte au fil de cuivre de 1,5 mm, servant de self.
De cette manière, lorsque l'on tournera la pièce de réglage avec un tourne-vis métallique, on ne perturbera pas le fonctionnement du circuit accordé.
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Le nano VNA permet de régler avec précision le ROS en entrée et en sortie du préampli et de voir comment est réparti le gain global du circuit en fonction de la fréquence.
Pour cela, il faut connecter l'entrée du préampli non alimenté au port 0 du nano VNA. On règle le condensateur ajustable de manière à obtenir le meilleur ROS possible. Il est égal à 1 dans ce cas. (graphique de gauche)
On fait ensuite de même avec la sortie du préampli.
On connecte ensuite le port 0 à l'entrée du préampli, le port 1 à la sortie du préampli, en insérant un atténuateur de 20 dB avant le port 1, pour ne pas risquer de le détruire. On sait en effet, que le gain de la platine à MMIC peut atteindre 20 dB et sa puissance de sortie maximale + 20 dBm, soit 100 milliwatts. Avec l'atténuateur, le port 1 ne verra jamais plus de 1 mW.
On alimente le préampli et on peut alors voir comment est réparti le gain global du circuit en fonction de la fréquence (graphique de droite).
En tenant compte de la présence de l'atténuateur au niveau du port 1, on voit que le gain maximum à 137,5 MHz ( 20-15 dB) est de 5 dB seulement.
Alors que le gain à 137,5 MHz de la platine à MMIC est de 20 dB à cette fréquence.
Je pense que cela est dû à la capacité de couplage de trop faible valeur entre le 2e et le 3e circuit résonant. Je vais la remplacer par une capacité un peu plus importante et refaire les mesures.
Le marqueur rouge est à 137,5 MHz. Les deux marqueurs bleus sont à 136,5 et 138,5 MHz respectivement.
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Après remplacement de la capa de couplage entre le deuxième circuits accordé et le troisième, j'obtiens un bon compromis entre gain et sélectivité.
Le nouveau condensateur de couplage est constitué de deux morceaux de fil émaillé torsadé. De ce fait, les deux conducteurs sont beaucoup plus proches qu'avec les deux fils utilisés précédemment. La capacité entre les deux fils est donc plus importante.
Le gain du préampli est maintenant de 16 dB, compte tenu de l'atténuateur placé avant le port 1 du nano VNA. Le ROS d'entrée est acceptable. J'ai optimisé l'accord du circuit d'entrée pour un gain maximum.
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Le préampli est destiné à être intercalé entre l'antenne et un récepteur de type RTL SDR.
Ce type de récepteur présente de nombreux avantages, mais malheureusement, son circuit d'entrée ne présente aucune sélectivité et son fonctionnement peut donc être perturbé s'il y a des émetteurs puissants à proximité.
La photo de gauche montre l'environnement radioélectrique chez moi. les émetteurs les plus puissants sont les radios FM entre 80 et 110 MHz et surtout le DAB vers 200 MHz. Les émetteurs de télévision sont 20 dB plus faibles que le DAB.
la courbe de sélectivité du préampli montre que dans la bande FM, on a une atténuation de 60 dB (marqueur vert).
Le DAB est quant à lui atténué de 40 dB.
Ce prototype est réalisé avec un boîtier en fer blanc de récupération, mais nul doute que les performances et termes de gain et de sélectivité ne pourraient qu'être améliorées si le matériau du boîtier était du cuivre, particulièrement s'il était plaqué argent.
Dernière modification par Yvan_Delaserge ; 05/11/2022 à 21h53.
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Bonjour,
Astucieux cette capa en fils torsadés ! Je ne sais pas si c'est possible de vérifier avec ton VNA sa SRF juste pour voir où tu te situes par rapport à l'impédance minimale ?
Là où il n'y a pas de solution, il n'y a pas de problème.
Oui, apparemment, c'est possible avec un nanoVNA.
J'ai trouvé une vidéo où c'est décrit avec un "gros" VNA.
Et l'auteur a également publié une autre vidéo o?u il montre comment faire avec un nanoVNA.
Le point critique est comment réaliser un banc d'essai présentant des réactances suffisamment faibles pour examiner des capacités de l'ordre du picofarad.
Et surtout, comment faire une calibration suffisamment proche du composant à tester.
L'auteur des vidéos, Chris Grossman, montre comment il a réalisé un banc s'essai artisanal:
Dans mon préampli, il s'agit d'une capacité de couplage, et non de découplage.
Dans le cas d'une capacité de découplage, on cherche à avoir une impédance minimale à la fréquence de fonctionnement. Tant du point de vue de la SRF que de celle de la résistance équivalente série (ESR).
Dans le cas de la capacité de couplage du préampli, il s'agit de relier deux points à haute impédance, avec un composant dont l'impédance doit être élevée aussi.
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Après avoir lu attentivement l'article signalé en # 15 par f6exb, j'ai mesuré l'IP3 du préampli terminé.
Le niveau de référence tout en haut de l'écran est + 10 dBm.
L'IP3 est donc de +32,5 dBm.
Est-ce bien ou pas? Essayons de comparer avec d'autres préamplis.
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Voici ce que ça donne avec la platine "nue", sans les circuits accordés.
Le niveau de référence tout en haut de l'écran est de + 10 dBm.
On voit que l'IP3 est meilleur: +38 dBm. C'est proche de ce que promet la datasheet du TQP 3M9009: +39,5 dBm.
La question qui vient immédiatement à l'esprit est donc: Est-il bien utile d'utiliser des circuits accordés avant et après la platine? En particulier à l'entrée du préampli?
A l'époque où les préamplis faible bruit étaient réalisés avec des GaAsFET, un circuit d'adaptation d'impédance entre l'entrée à 50 Ohms et le gate du GaAsFET était indispensable. C'ètait la principale raison d'être du circuit accordé en entrée du préampli.
De plus, l'effet de filtrage aidait à réduire l'intermodulation en présence de signaux puissants sur les fréquences proches.
Mais dans le cas du TQP 3M9009, l'entrée est déjà à 50 Ohms, donc nul besoin d'adaptation d'impédance.
De plus, l'IP3 de +38 dBm fait que le TQP 3M9009 va bien résister à l'intermodulation.
La suppression du circuit accordé d'entrée permet en outre d'éviter la perte d'insertion inhérente à ce filtre.
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Pour essayer de se rendre compte de la qualité (ou de la mauvaise qualité!) des performances du préampli que je viens de réaliser, essayons de tester quelques préamplis commerciaux.
Voici un préampli datant du début des années 80: Le Dressler VV2.
Le niveau de référence tout en haut de l'écran est de +10 dBm.
On a donc: -4 dBm de niveau de sortie + la moitié de la différence de niveau entre les pics principaux et les premiers pics parasites: 9 dBm.
L'IP3 est à +5 dBm seulement.
C'est beaucoup moins bon qu'avec le TQP 3M9009.
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Voici les résultats des mesures sur deux autres préamplis commerciaux de la même époque.
A gauche, un Daiwa, destiné à être connecté non pas en tête de mât, mais juste au niveau d'un émetteur-récepteur. Il possède une sélectivité centrée sur la bande radio-amateur 144-146 MHz.
A droite, un POCOM, qui était destiné à améliorer la sensibilité des scanners de l'époque. Très populaires au cours des années 70-80. Cet ampli est à large bande, mais muni d'un filtre passe-bas, qui réduit son gain au-dessus de 300 MHz.
Pour le Daiwa, on voit que le niveau de sortie est de +5 dBm. La différence entre le pic principal et le premier pic parasite est de 33 dB.
IP3 = 5 dB + 33/2 = 21,5 dBm.
Pour le POCOM, testé avec un niveau de sortie de 0 dBm, on a un IP3 de 15,5 dBm.
C'est mieux que le Dressler, mais moins bien que celui que je viens de réaliser!
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J'ai aussi dans mes stocks un préampli commercial qui date des années 80, mais qui était ce qui se faisait de mieux à son époque. Il était commercialisé par une maison allemande, SSB Electronic.
Voyons quel est son IP3.
+36 dBm. C'est mieux que le préampli que je viens de réaliser (+32,5 dBm), mais moins bien que le TQP 3M9009 "nu" (+38 dBm).
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Voilà pour l'IP3.
Voyons maintenant quelques comparaisons de sensibilité entre divers préamplis.
Pour les mesures, j'ai utilisé le montage suivant:
Le récepteur est un RTL SDR, c'est un dongle comme celui que l'on peut voir en bas à gauche de l'image.
J'ai utilisé un générateur HP 8640A, suivi d'un atténuateur 20 dB. Je peux ainsi générer des signaux aussi faibles que -160 dBm.
Le signal est envoyé au dongle, lui-même connecté au PC, sur lequel tourne un logiciel nommé SDR console.
Sur l'écran généré par SDR console, on voit en haut le spectrogramme et en-dessous, la chute d'eau.
Pour générer la chute d'eau, le soft intègre plusieurs lectures du spectrogramme.
La chute d'eau permet de voir des signaux extrêmement faibles sous la forme de lignes verticales, plus ou moins continues.
Un signal puissant apparaît (à gauche de la chute d'eau) comme une ligne verticale rouge.
Les signaux très faibles sont difficilement visibles sur le spectrogramme, mais bien visibles sur la chute d'eau ( partie droite de la chute d'eau).
Comme mon utilisation (satellites météo) comporte l'exploitation d'un signal FM de 40 KHz de large, modulé par une sous-porteuse à 2400 Hz, j'ai réglé le HP 8640 A pour qu'il produise un signal de ce même type.
Il va s'agir maintenant de voir jusqu'à quel niveau je peux réduire le niveau du signal pour avoir une trace juste visible sur la chute d'eau.
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R-REC-SM.1838-0-200712-I!!MSW-F.docxBonjour;
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Merci pour ce document, calculair. Je vais l'etudier en detail.
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J'ai lu le doc avec attention. Je n'ai pas d'appareil pour mesurer le facteur de bruit, alors ça serait super si je pouvais y arriver par la méthode du gain en utilisant le système schématisé ci-dessus: Générateur->dongle->pc->soft sdr console.
Selon le document, la méthode est la suivante:
Seulement voilà: Comment mesurer la densité de puissance de bruit?
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Bonjour
Je propose cette méthode
1 étape injecter un signal de niveau connu à l'entrée du récepteur . La CAG étant déconnectée et réglé pour que gain ne sature pas le récepteur.
2 etape mesurer le signal recçu en sortie. en déduire le gain en dB, G, du récepteur ( différence entre le niveau de sortie et d'entrée.)
3) Mettre une charge à l'entrée du récepteur
4) Mesurer le bruit en sortie au travers d'un filtre de bande de bande passante B un peu inférieure à la bande passante du dispositif en mesure de bruit
Le bruit théorique avec un facteur de bruit à 0dB. serait. P bruit inévitable = G K T B ( K constante de Bolzmann et T emperatire absolue de la charge )
Le bruit effectivement mesuré est est P bruit = F G K T
le facteur de bruit est P bruit / P bruit inévitable = F
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Bonsoir, j'ai une question : est ce qu'avec une boite de sardines on ne devrait pas avoir un courbe en poisson ?
désolé, pas pu me retenir !! je sors
en tout cas, je trouve très fortiche de savoir faire ce genre de montage !
Maaaagnifiiiiique ! tout ça n'a aucune importance..
Bonjour,
Quelques interrogations.
Pour mesurer le bruit propre d'un ampli je mets son entrée à la masse (aucun signal) et je mesure en sortie évidemment, pourquoi ici mettre une charge entre la masse et l'entrée du récepteur ? Si le récepteur fait une adaptation d'impédance en entrée alors je comprends la présence d'une charge car elle simule une antenne ne recevant aucun signal. Mais comment en être sur ? Et qu'elle est la valeur de la charge ?
Pour la densité spectrale du bruit le RWB de ton AS peut descendre jusque quelle valeur ?
Là où il n'y a pas de solution, il n'y a pas de problème.
J'ai observé les indications disponibles sur l'écran du soft SDR console, lorsque j'applique un signal de niveau connu à l'entrée du récepteur RTL SDR.
Voici ce que cela donne:
En suivant la marche à suivre proposée par calculair:
1 étape injecter un signal de niveau connu à l'entrée du récepteur . La CAG étant déconnectée et réglé pour que gain ne sature pas le récepteur.
Plaçons-nous à l'endroit le plus linéaire, disons -80 dBm.
2 etape mesurer le signal recçu en sortie. en déduire le gain en dB, G, du récepteur ( différence entre le niveau de sortie et d'entrée.)
Comme le récepteur affiche -78 dBm, disons que le gain est de 2 dB.
3) Mettre une charge à l'entrée du récepteur
Je place le générateur sur RF OFF.
4) Mesurer le bruit en sortie au travers d'un filtre de bande de bande passante B un peu inférieure à la bande passante du dispositif en mesure de bruit
Le niveau du bruit est de -130 dBm, mais attention, le comportement du récepteur n'est pas linéaire (voir la courbe).
De plus, il y a aussi le problème posé par la bande passante du récepteur.
Un civet, un plat de côtes et puis, glissez-moi une petite paupiette avec.( Lino Ventura)
Pour faire des mesures de comportement d'un quadripôle dans les conditions d'utilisation il faut assurer les fermetures des entrée /sortie sur les impédances de travail pour ^tre aussi sur que possible du comportement du système.
Si tu ferme l'entrée su récepteur sur une impédance nulle les conditions de puissance de bruit ne sont pas définies P bruit = R I**2( bruit) mais R = 0 ( difficile à faire vraiment et R est inconnue et donc I bruit ...
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
Bonjour,
La non linéarité vers les niveaux forts est normal et elle est due à la saturation du récepteur
La non linéarité vers les niveaux faibles n'est pas une vraie non linéarité, mais à la puissance du générateur, vient s'ajouter la puissance de bruit propre du récepteur. L'écart s'approche de 10 dB vers -140 dB injecté par le générateur. Lorsque le générateur injectera une puissance nulle, la seule puissance présente a l'entrée est la puissance de bruit B = F K T B. Il est donc important de connaitre la bande passante de mesure.
F est le facteur de bruit , le coefficient d'augmentation du bruit par rapport au bruit inévitable K T B
En science " Toute proposition est approximativement vraie " ( Pascal Engel)
