Transistors MOS FET

[harmoniciste]

Bonjour,
Électronicien dans une autre vie, je n'ai jamais eu l'occasion d'utiliser des transistors de puissance MOSFET.
J'essaie aujourd'hui de contrôler le lancement progressif d'une lourde masse par un démarreur de scooter, grâce un hacheur constitué de tels transistors.
Ma question est: Combien peut-on en commander en parallèle avec unique porte logique C MOS 4093 ?
Puisque la commande ne consomme aucun courant, je serais tenté de répondre "une infinité", mais il serait étonnant qu'il n'y ait pas une bonne raison pratique pour s'opposer à ce miracle.
Merci de m'éclairer.

Intensité maxi dans le démarreur bloqué: 130 A sous 11 v
Transistors: IRF 4905
Fréquence prévue du découpage: 2500 Hz
Rapport cyclique minimum: 1/10

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Oui dans l'absolue on pourrait si les MOSFET etaient des transistor parfait mais ils ne le sont pas du tout. Surtout en fast switching et en puissance. C'est pour cela qu'il existe des circuits de drivers de MOSFET. Je ne suis pas un expert dans le domaine mais le driver va par exemple gerer le startup du MOSFET qui a un gros besoin d'un pic de courrant et voltage sur la Grille

voila un peu de lecture sur le sujet:
https://www.ti.com/lit/ml/slua618a/slua618a.pdf

[antek]

Un mosfet consomme un courant non nul à la commutation (et ensuite non plus, mais "trop peu" pour en tenir compte ici).
Si le courant disponibles est "trop faible" la commutation devient "trop lente" et en pwm ça peut vite "trop chauffer".

On peut supprimer les approximations ci-dessus, mais il faut quelques détails.

[Pascal071]

Bonsoir

Pour assurer les courants transitoires de Gate,
il faut diminuer les résistances série, et booster la sortie du Cmos
Exemple, je n'ai représenté que 2 P-mos par simplicité.

[A voir en vidéo sur Futura]

[harmoniciste]

Merci à tous d'avoir répondu aussi vite.
En relisant le datasheet de l'IRF 4905, je viens en effet de m'apercevoir que sa capacité de grille (100 nC) allait beaucoup ralentir les commutations avec le faible courant courant de sortie disponible des CD4093 (1mA), et rendrait impossibles les impulsions de 50 μs dont j'avais besoin.
Même avec un driver simple de Pascal071 pour les 4 FET prévus, ce serait encore limite.
Quoi qu'il en soit, les liens fournis me seront très utiles.
Merci encore

[trebor]

Bonjour à tous,
Un N-Mos n'est-il pas meilleur en commutation PWM à 2500 Hz ?

[Pascal071]

bonjour

post #1: Fréquence prévue du découpage: 2500 Hz soit période=400µS

[Vincent PETIT]

Bonjour,
En effet avec le si faible courant de sortie du CD4093, ça va poser problème.

Hypothèse pour 1 seul Mosfet afin de voir les ordres de grandeur.

Puissance perdue dans la commutation (première approximation) :
- temps de commutation max = 100nC/1mA = 100µs
- courant moyen tiré sur le CD4093 = 100nC*2.5kHz = 250µA
- énergie dissipée dans la commutation = ½*VDS*IDS*(tr+tf) = ½*11V*130A*200µs = 143mJ
- puissance moyenne = énergie dissipée dans la commutation * fréquence = 143mJ * 2.5kHz = 357W


Puissance perdue dans la conduction (première approximation) :
- Rds(on) * I² * dutycycle_2.5kHz = 20mΩ * 130A² * 0.5 = 169W


Puissance totale dissipée :
- 357W + 169W


Montée en température de l'animal :
- Tjonction = Tambiant + Ptotalemoyenne + RθJA​ = 21°C + 526W + 62°C/W = 609°C sans radiateur



Le gros problème c'est surtout ce qui suit :



Le transistor est dans une zone linéaire (tr et tf) pendant trop longtemps car tr et tf sont trop grands par rapport à la période du signal. Dans cette zone le RDS(on) ne vaut pas du tout 20mΩ, on est dans la zone de résistance variable, c'est ce qui fait exploser le transistor dans les calculs ci dessus.
Il faut viser un (tr + tf)/T < 1%

[harmoniciste]

bonjour

post #1: Fréquence prévue du découpage: 2500 Hz soit période=400µS

Bonjour,
Oui, et pour le rapport cyclique indiqué de 1/10, cela fait des impulsions de 40µS

[bobflux]

La RdsON d'un MOSFET augmente avec la température : quand on les met en parallèle, celui qui chauffe le plus voit sa résistance augmenter, donc son courant diminue, et donc ils se partagent le courant comme il faut.

En régime linéaire c'est l'inverse : la tension de seuil diminue quand la température augmente, le MOSFET qui chauffe le plus va donc conduire plus de courant et chauffer encore plus.

C'est aussi valable à l'intérieur du MOSFET qui est en fait composé de plein de petits MOSFET en parallèle. En commutation, le courant se répartit calmement sur l'ensemble de la puce. Par contre en régime linéaire, si un point chaud apparaît à un endroit de la puce, la tension de seuil va diminuer localement et donc il y aura concentration du courant à cet endroit, puis emballement thermique, puis destruction du MOSFET.

C'est l'instabilité de Spirito, équivalent MOSFET du "second breakdown" des bipolaires.

Et donc... quand on commute pas vite on passe pas mal de temps en régime linéaire, ce qui peut donner l'occasion au phénomène de se manifester...

Regardons la SOA du IRF4905 :



Et un autre MOSFET:



Sur le deuxième on voit que la SOA a une double pente (j'ai surligné le point d'inflexion en vert) ce qui indique que ce MOSFET est particulièrement susceptible à ce problème, alors que le IRF4905 sera moins sensible.

Bref, ton MOSFET n'est pas un choix idéal pour commuter 120A parce qu'il a trop de RdsON, il t'en faudrait au moins 3 en parallèle. Partons sur 4, ça nous donne 20W de pertes par conduction par MOSFET, pas de souci pour un TO220 mais le total est quand même de 80W donc si ça dure il faudra un ventilateur.



Sur la courbe de Qg on voit qu'il faut environ 120nC par MOSFET mais la commutation n'a lieu que sur la partie plate de la courbe qui prend environ 60nC ; x 4 MOSFET donc 240nC, pour une commutation lente en 1µs il faut donc au moins 240mA, disons 500mA (125mA par MOSFET), et le point intéressant a lieu aux environs de Vgs=5V donc une résistance de gate de 30-40 ohms environ par MOSFET. Donc on oublie les CMOS série 4000, il va falloir un vrai driver que tu peux faire avec des transistors ou une puce faite pour, à ta guise.

L'idéal serait de le faire avec des NMOS vu que RdsON et Qg sont beaucoup plus faibles que chez les PMOS. Aussi un MOSFET plus basse tension aura de meilleures performances, par exemple 30V. Ça dépend du montage, si c'est en l'air avec des fils il faut pas trop chercher la vitesse car l'inductance du cablage est élevée ce qui provoque des pics de tension qui flinguent les composants.

Perso je mettrais un driver synchrone pour remplacer la diode par un MOSFET, tout NMOS, on en trouve avec RdsON dans les 1 mOhm et Qg dans les 100-150nC.

[racard]

Bonjour,
Électronicien dans une autre vie, je n'ai jamais eu l'occasion d'utiliser des transistors de puissance MOSFET.
J'essaie aujourd'hui de contrôler le lancement progressif d'une lourde masse par un démarreur de scooter, grâce un hacheur constitué de tels transistors.

bonjour
le lancement progressif avec un hacheur implique une rampe d'accélération.
on démarre avec un rapport cyclique nul pour grimper jusqu'à 100% si on le souhaite.
il existe des montages avec des 555 ou avec des AOP.
à noter si i=150A la DRL doit pouvoir encaisser 150A surtout le cablage...
canal n coute moins cher et meilleur comme indiqué par tous les autres.
on peut simuler sous LTspice pour déterminer les pertes mais 2.5khz même sans driver on aura pas grand chose en puissance avec un bon mosfet 2 ou 3 en //
rdson 5mohm.
j'ai déja piloté sous 24V 50A à 20khz (puissance très faible de souvenir) mais avec drivers 2A

[Pascal071]

Bonsoir

post #1: Lipo 3S 5,2Ah pour 130A au démarrage ?

[harmoniciste]

Bonjour et merci à tous pour vos indications.
L'accu LiPo que j'ai acheté est un ZEEE 5200 mA.h 80C 3éléments en série pesant 350 g
@ Pascal071: Le fabricant ne mentionne aucune valeur de résistance interne, mais quelques infos d'utilisateurs semblent indiquer une moyenne de 10 milli Ohms.
L'évolution du courant absorbé par le démarreur alimenté directement sous 11 volts me laisse penser que l'échauffement de l'accu serait acceptable. C'est l'échauffement du démarreur qui est le plus préoccupant.

Le canal P est choisi par commodité liée au moteur dont le pôle moins est raccordé à la masse par construction. Je prévois maintenant 6 transistors en parallèle sur un unique dissipateur.

[trebor]

Bonjour et merci à tous pour vos indications.
L'accu LiPo que j'ai acheté est un ZEEE 5200 mA.h 80C 3éléments en série pesant 350 g
@ Pascal071: Le fabricant ne mentionne aucune valeur de résistance interne, mais quelques infos d'utilisateurs semblent indiquer une moyenne de 10 milli Ohms.
L'évolution du courant absorbé par le démarreur alimenté directement sous 11 volts me laisse penser que l'échauffement de l'accu serait acceptable. C'est l'échauffement du démarreur qui est le plus préoccupant.
Pièce jointe 519589
Le canal P est choisi par commodité liée au moteur dont le pôle moins est raccordé à la masse par construction. Je prévois maintenant 6 transistors en parallèle sur un unique dissipateur.

Bonjour à tous,
J'ai posé la question à l'IA, la réponse me surprend, est-ce vraiment possible cet ampérage important ?
Un accu de 350 grammes ZEEE Lipo 80C de 3 éléments peut-il alimenter un moteur électrique qui consomme au démarrage 120 A et 60 A au bout de 30 secondes ?
L'IA :
Oui, cet accu peut parfaitement alimenter votre moteur électrique. Une batterie ZEEE LiPo 3S 80C pesant environ 350 grammes possède généralement une capacité située entre 4500 mAh et 5200 mAh, ce qui lui permet de délivrer un courant maximal théorique de 360 A à 416 A en continu, soit une valeur largement supérieure aux 120 A requis au démarrage et aux 60 A en régime établi.

https://www.google.com/search?client...e+30+seconses+
%3F+&sei=5XwqatuBEfSMxc8Pk5_k-QE

A 250 t/min au bout de 45 secondes il consomme 20 A, est-ce plutôt rassurant ?
L'IA :
Oui, c'est une excellente nouvelle et c'est très rassurant.
Cette baisse de consommation montre que votre moteur fournit beaucoup moins d'effort une fois lancé.
https://www.google.com/search?client...7aFi-gPuer4wAs
Au bout de 5 minutes, l'accu est vide.

[harmoniciste]

Merci trebor.
L'IA semble considérer qu'un accu LiPo 5,2 Ah 80C peut fournir sans dommage un maximum de 80 x 5.2 A = 416 A.
Je pense plutôt que 416 A est le courant maxi acceptable par les connections , mais pas nécessairement acceptable par l'électro-chimie interne (dégagement gazeux?)

[racard]

bonjour
le connecteur va supporter 100A ?
et la chute de tension dans le câble etc...
une IA c'est bien mais il faut toujours la surveiller car très souvent elle raconte que des conneries même si elle peut guider sur les grandes lignes...
il faut que le routage ou le câblage supporte le courant, conducteur rigide etc...
il faut changer la DRL
et la variation du rapport cyclique c'est un potard ou en automatique B

[trebor]

bonjour
le connecteur va supporter 100A ?
et la chute de tension dans le câble etc...
une IA c'est bien mais il faut toujours la surveiller car très souvent elle raconte que des conneries même si elle peut guider sur les grandes lignes...
il faut que le routage ou le câblage supporte le courant, conducteur rigide etc...
il faut changer la DRL
et la variation du rapport cyclique c'est un potard ou en automatique B

L'IA le mentionne.
Le point critique : Les connecteurs
Bien que les cellules de la batterie supportent cette puissance, les prises d'origine peuvent devenir un goulot d'étranglement dangereux :
Prise T-Plug (Dean) / XT60 : Risque de fonte imminent (limite recommandée autour de 30 à 60 A en continu).
Prise EC5 / XT90 : Recommandée pour votre configuration (supportent 90 A à 120 A en continu)
Moi :
Ça va +/- chauffer et provoquer une chute de tension bien supérieure à 1 volt suivant la résistance des connexions et des câbles.
Il faut plus de capacité que trop peu pour le choix de l'accu.

[harmoniciste]

Comme le montre mon graphique, les 120-130 A c'est le courant du démarreur encore bloqué à t₀, mais avec l'augmentation du régime, il ne serait plus que 80 A à t₀+10 secondes, et 60 A à t₀+30s .
La longueur totale des câbles n'est que 25 cm en 6 mm² (Isolation Silicone)
La prise XT60 comme les câbles de raccordement sont montés par le fabricant de l'accu, qui les estime donc cohérents avec sa mention "80C"

[racard]

Bonjour et merci à tous pour vos indications.
L'accu LiPo que j'ai acheté est un ZEEE 5200 mA.h 80C 3éléments en série pesant 350 g
@ Pascal071: Le fabricant ne mentionne aucune valeur de résistance interne, mais quelques infos d'utilisateurs semblent indiquer une moyenne de 10 milli Ohms.
L'évolution du courant absorbé par le démarreur alimenté directement sous 11 volts me laisse penser que l'échauffement de l'accu serait acceptable. C'est l'échauffement du démarreur qui est le plus préoccupant.

Le canal P est choisi par commodité liée au moteur dont le pôle moins est raccordé à la masse par construction. Je prévois maintenant 6 transistors en parallèle sur un unique dissipateur.

vous etes en TBT pourquoi s'embeter à relier la carcasse au GND ?
même avec 15 transistors c'est impossible 20mohms ce canal P le projet est mort né.
changez votre schéma choisir un rdson plus faible ==> canal N
mettre un driver en amont ou bien intégré un ampli comme sur le schéma proposé par pascal071 au #4
ensuite c'est vous qui gerez le rapport cyclique ok

[harmoniciste]

...même avec 15 transistors c'est impossible 20 mohms ce canal P le projet est mort né.
changez votre schéma choisir un Rdson plus faible ==> canal N

Pourtant le canal N type IRFZ44 est donné pour Rdson=17.5 mohms: A peine moins.

[bobflux]

IRFZ44 date des années 1990

[harmoniciste]

IRFZ44 date des années 1990

Pourriez-vous me suggérer une référence plus récente?

[trebor]

Pourriez-vous me suggérer une référence plus récente?

Bonjour à tous,
J'ai posé la question à l'IA :

Oui, absolument ! Le IRFZ44 (et sa version améliorée le IRFZ44N) est un classique absolu de l'électronique des années 90, mais la technologie des MOSFET a énormément progressé depuis.

Aujourd'hui, on trouve des transistors bien plus performants, notamment sur deux critères majeurs : la résistance à l'état passant (RDS(on)​) qui est beaucoup plus faible (donc le composant chauffe moins), et la charge de grille (Qg​) qui est réduite (ce qui permet de commuter plus vite avec moins d'énergie).

Voici les meilleures alternatives modernes selon vos besoins, tout en restant sur des boîtiers faciles à souder (comme le TO-220) :
1. Le remplaçant direct "standard" : IRLB8721 ou IRLB3034

Si vous pilotez votre transistor directement avec une carte de type Arduino ou Raspberry Pi (signaux en 5V ou 3,3V), le IRFZ44 a du mal car il a besoin de 10V sur la grille pour s'ouvrir complètement.

Pourquoi ils sont meilleurs : Ce sont des MOSFET "Logic-Level". Ils s'ouvrent à fond dès 4,5V (voire moins).

Le bonus : Le IRLB3034 a une RDS(on)​ bas d’environ 1,6 mΩ (contre 17 mΩ pour le IRFZ44N). Il ne chauffera presque pas, même avec de gros courants.

2. Le champion de la performance globale : IPP023N10N5 (Infineon OptiMOS)

Si vous cherchez la technologie moderne poussée au maximum pour des tensions similaires ou supérieures (jusqu'à 100V).

Pourquoi il est meilleur : La gamme OptiMOS d'Infineon représente ce qui se fait de mieux en silicium. Il offre une résistance infime (2,3 mΩ) et gère des courants énormes (jusqu'à 90A ou plus selon les conditions) avec des pertes minimales.

[racard]

Pourriez-vous me suggérer une référence plus récente?

bonjour en utilisant les filtres performants de RS ou farnell un peu moins bon celui de conrad.
chez rs 333 canal N 67 canal P
par exemple une anomalie chez rs le boitier to220 n'existe pas dans le filtre !
j'ai pris avec 3 broches pour limiter le choix
https://fr.rs-online.com/web/c/?pn=2...es.Pin_Count=3
https://fr.rs-online.com/web/p/trans...mosfet/0719658

[harmoniciste]

Grand merci à vous deux. Cela change pas mal de choses en effet.
Je vais regarder çà de très près.
Attendez-vous à d'autres question!
En attendant, et si ce n'est trop abuser, auriez-vous une référence en canal P ?

[racard]

Grand merci à vous deux. Cela change pas mal de choses en effet.
Je vais regarder çà de très près.
Attendez-vous à d'autres question!
En attendant, et si ce n'est trop abuser, auriez-vous une référence en canal P ?

avant de commander il faut finaliser votre schéma au moins sur la partie puissance mosfet et cirduit de pilotage (driver ou ampli)

[bobflux]

Pourriez-vous me suggérer une référence plus récente?

J'ai mis le lien dans le message #10 avec toutes les explications.

IPP011N03LF2S
30V
1mOhm
176nC

Mais y'en a plein d'autres, principalement en CMS.

La RdsON est plus faible sur les MOSFET basse tension, il est donc avantageux de prendre la plus basse tension possible, mais ça demande une réalisation propre pour éviter un pic de tension qui dépasse la limite.

[bobflux]

En attendant, et si ce n'est trop abuser, auriez-vous une référence en canal P ?

Canal P n'est pas pertinent ici

Sinon comme indiqué par les autres, on peut rechercher par RdsON sur digikey, mouser, farnell bien que je trouve l'interface de digikey plus pratique à utiliser.

[harmoniciste]

Canal P n'est pas pertinent ici

Bien reçu.
J'ai passé commande de 3 transistors IRLB 3034 (TO 220 195 A 375W 1,7 mΩ Q_g=110 nC et je réfléchi à un schéma avec rapport cyclique automatiquement évolutif conservant le courant moteur vers 60 A pendant toute l'accélération (donc un peu moins rapide, mais réduisant beaucoup l'échauffement de l'induit)

Auriez-vous un conseil pour un driver adapté?
Merci d'avance

[Pascal071]

rapport cyclique automatiquement évolutif conservant le courant moteur vers 60 A

comment vas tu mesurer ce courant pour donner la consigne ?

U=RI:
une résistance 0,01ohm va chuter 0,6V @60A
elle va alors dissiper 36W !
0,001ohm : 60mV de mesure @60A
dissipation 3,6W
cette résistance devient un SHUNT et tous le câblage, connectique, pistes C.I. contribuent à augmenter cette valeur.
la conception devra être irréprochable !

https://www.digikey.fr/fr/products/d...iABEgLqmfD_BwE