adaptation d'impédance et RFID

[UneBestiole]

Bonjour,
Avant tout, merci de prendre la peine de lire ce message et de consacrer un peu de votre temps pour m'aider.

• Le contexte :

Le système est un lecteur de tag RFID, fréquence 13.56 MHz. J'ai d'un côté un transceiver (un PN5180 piloté par un ESP32). De l'autre côté, j'ai une antenne RFID sur PCB. Le PN5180 nécessite un design différentiel.

• Le peu que j'ai compris :

J'ai compris que je dois incorporer un filtre EMC avec une fréquence de coupure de 14.7 MHz d'après le manuel. J'ai aussi compris qu'il faut mettre un circuit d'adaptation d'impédance. La documentation que je trouve me sert systématiquement le même schéma suivant (image ici tirée de STMicroelectronic - ref AN5592 - mais la datasheet du pn5180 reprend un schéma équivalent) :
forum_futura_image1.png
et cela illustre au passage bien ce que j'entends par signal différentiel, donc RFO1 et RFO2. On notera que c'est une différence par rapport à un design qu'ils appellent "single-ended antenna" et qui ressemble plutôt à ceci :
forum_futura_image2.png

• Ma contrainte : un câble car l'antenne est à environ 1m de mon PCB

A priori, rien de méchant. Le fabriquant Eccel fabrique même des boards qui font cela, avec des cables d'antennes qui ont 3 fils (2 pour le signal différentiel et une masse, ça doit probablement une paire torsadée shieldée et ce serait logique car on a quand même envie que le câble ne soit pas trop affecté par l'environnement), bref c'est rassurant que ça existe déjà, je ne demande pas l'impossible.

Oui mais voilà... Je ne trouve NULLE PART à quoi doit ressembler ce fameux circuit d'adaptation d'impédance dans le cas d'un signal différentiel avec un câble pour ce genre de système. Les gars de STMicroelectronic, toujours dans la référence AN5592, propose même un schéma pour le cas non-différentiel (donc oui, ça se fait de vouloir mettre un câble sur des antennes RFID), repris ci-dessous, mais RIEN pour les signaux différentiels.
forum_futura_image3.png

J'ai posé la question sur le site du fabriquant et sur un forum anglophone, on me ghoste complètement, 0 réponse, donc j'imagine que c'est parce qu'ils ont senti le gars qui n'a rien compris, que c'est peut-être un truc hyper trivial, je sais pas. J'aurais préféré qu'ils me disent ce que je ne comprends pas.

A défaut de trouver un design à copier ou un peu d'aide, j'ai essayé de comprendre le schmilblick. J'ai 2 signaux, opposés l'un de l'autre, que je dois amener à mon antenne, et une masse. Un cable avec paire torsadée shieldée me semble donc bien. Ce genre de câble a une impédance caractéristique de 100 ohm en général apparemment. J'ai essayé de comprendre ce que ça veut dire, ok, la littérature dit qu'on transmet toute la puissance à la charge si l'impédance de la charge vaut l'impédance caractéristique de la ligne. Et que dans ce cas là, le cable est grosso modo transparent et si sa longueur varie un peu c'est pas grave. Ok, sauf que la documentation du PN5180 dit que si on fait ça, on crame le PN5180. Bon, j'ai lu quelque part que si la charge est adaptée, il y a une histoire de 50% de puissance dissipée dans la résistance de la source, c'est peut-être pour cela, je ne sais pas. Quoi qu'il en soit, cette documentation dit : "The PN5180 provides an NMOS/NMOS Push-Pull output stage to drive the antenna circuit. The output impedance of each Tx outputs is approximately 1...3 Ohm (with maximum GSN settings), so basically the antenna impedance itself controls the ITVDD, and therefor the field strength. The Fig 20 shows the driver current ITVDD versus the antenna impedance. The target impedance to get a maximum field strength and power transfer should be close to 20Ω.".
Aaaaah donc si je résume, en tenant compte de ce que STM fait en gros pour le design single-ended, je devrais avoir de gauche à droite : Le PN5180 / filtre EMC / circuit d'adaptation d'impédance / cable 100 ohm / circuit d'adaptation d'impédance de l'antenne / une résistance / la boucle de l'antenne, tout en respectant la contrainte d'une impédance de 20 ohm vu par la le PN5180 et la contrainte d'un cable à 100 ohm d'impédance caractéristique.

Ben moi, je nage... Comme je disais plus haut, j'ai peut-être rien compris, mais je veux bien qu'on me dise où et qu'on me donne quelques pistes, voir un petit coup de pouce.

Déjà dit mais merci encore pour avoir pris la peine de me lire.
-----

[Gwinver]

Bonjour.

A priori, il vaudrait mieux utiliser un câble coaxial simple (non différentiel) et utiliser le schéma adapté (figure 5 du doc). A priori, le câble a une impédance caractéristique de 50 Ohms.
Un câble "différentiel" n'est pas forcément adapté à un déport. La masse peut être connectée à la masse du circuit à une extrémité, mais pas à l'autre.
Dans ces conditions, plusieurs modes de propagation peuvent se produire le long du câble : un mode entre les deux fils, et un mode entre chaque fil et le blindage.
Ces deux derniers modes sont hors contrôle et peuvent générer des courants à l'extérieur du blindage qui vont venir perturber le rayonnement de l'antenne ainsi que son impédance d'entrée.

Globalement, le principe :

Le CI a une certaine impédance de sortie.
Le circuit d'adaptation a pour rôle d'optimiser le transfert de puissance entre le CI et sa charge.
Pour ce faire, l'impédance présentée au CI doit être le conjugué de l'impédance de sortie du CI : même partie réelle, partie imaginaire opposée (conjugué).
Il en va de même ente le CI et le câble: le circuit entre CI et câble a pour rôle de présenter au CI l'impédance adaptée compte tenu de l'impédance caractéristique du câble.
Et c'est le même histoire entre le câble et l'antenne.

[UneBestiole]

Je comprends qu'utiliser un cable coaxial est une autre solution, adaptée à un autre design. Dans mon cas je dois utiliser le PN5180 avec une topologie différentielle. C'est une contrainte liée à d'autres aspects du projet. Concernant le point sur la connexion de la masse, oui je n'ai pas prévu de connecter l'antenna elle-même à la masse. A noter que, comme dit dans mon post précédent, un câble d'antenne différentiel est une solution existante et qui fonctionne. Un ami a eu l'occasion de tester ce type d'antenne :

Donc pour ces raisons, je ne peux pas changer vers une topologie single-ended.
Pour ce qui est du principe de l'adaptation d'impédance, oui c'est également ce que j'ai lu, mais (1) en pratique comment ça se traduit en terme de dimensionnement des composants et (2) comment je combine la double contrainte d'un câble à 100 Ohms et une"target impedance" (je comprends impédance de sortie vue par le PN5180 donc ça comprend tout le bazar, le filtre,...) à 20 Ohms.

[Gwinver]

Bonjour.

Pour rester en différentiel, il faut appliquer le schéma de la figure 5, mais avec une antenne "différentielle".
On peut noter qu'à 13 MHz, la longueur d'onde est de l'ordre de 23 m, soit bien plus que la longueur du déport de 1 m. Le déport étant faible devant la longueur d'onde, il est possible de simplement appliquer le schéma de la figure 1, en plaçant le câble entre la résistance et le reste du réseau d'adaptation.
Par précaution, il serait bon de mettre une perle de ferrite sur le câble côté antenne pour éviter les courants de retour dans l'extérieur de la gaine.

J'ai visité le site de ST, il y a plusieurs outil de design pour les antennes et le circuit d'adaptation, mais il faut s'enregistrer pour aller plus loin.

[A voir en vidéo sur Futura]

[UneBestiole]

Ok donc je vais suivre votre remarque comme quoi le déport est faible et je peux ainsi me simplifier la vie. Je m'étais enregistré sur le site de ST, en effet ils ont un tool qui permet de dimensionner les composants dans le cas single-ended avec cable mais c'est une boite noire pour leurs systèmes, je ne suis pas sûr de pouvoir transférer toutes les valeurs à mon problème.

Donc, partant de votre proposition de simplification, je comprends que je peux garder le schéma "différentiel sans câble" et en pratique mettre le cable entre le seul circuit d'adaptation d'impédance (côté "main board" donc) et la résistance RQs qui se trouve sur le pcb de l'antenne en série juste avant la boucle de cuivre du pcb antenne. Si je fais cela, que je dimensionne mes composants pour un cable de 1m et que au final le cable fait 1.1m, cela ne detunera pas trop l'antenne vu que ces longueurs restent faibles devant la longueur d'onde du signal, c'est bien cela ?

Question associée : imaginons que je mette un cable avec la datasheet suivante :
forum_futura_image4.png
Donc le cable et sa capacité de 62 pF/ft se modéliserait-il de la manière suivante dans mon circuit (je néglige la composante purement résistive), avec nécessité d'adapter les Cp1 et Cp2 ?
forum_futura_image5.jpg

Merci aussi pour la recommandation de la perle de ferrite, je ne connaissais pas.

[Gwinver]

Bonsoir.

Il y a deux condensateurs à considérer : entre conducteurs et entre conducteurs et masse.
Pour cette deuxième, ce n'est pas très clair car la doc indique entre conducteur et autres (conducteurs et blindage).

Tant qu'à faire, il faudrait aussi comparer la self linéique du câble avec la self de l'antenne (calculable avec l'un des outils de ST : 1.5µH dans l'exemple qui est donné).

[UneBestiole]

Ok je vais faire cela. Je me rends compte que je dois approfondir l'utilisation des abaques de smith. A ce sujet, je suis un peu perdu sur comment l'appliquer à mon cas. Dans les exemples que je trouve sur internet et de ce que j'en comprends, on a toujours une ligne de transmission "simple", donc les 2 fils et les composants (capa, résistances et self) nous baladent sur cet abaque, ok très bien. Mais dans mon cas, avec ce foutu signal différentiel, j'ai 2 "chemins" pour le signal et 1 terre (cf. les images postées dans mes posts précédents). Dans ce cas là, je ne vois pas comment on applique l'abaque de smith. Alors je me dis, au pire je considère le signal TX1 par rapport au GND d'un côté, et TX2 par rapport au GND de l'autre côté (problème équivalent vu que les composants sont symétriques), mais au niveau de la charge, la masse n'est pas connectée, je ne vois pas bien comment faire. Je ne sais pas si je m'exprime clairement, mais concrètement, partant de l'image 5 de mon post précédent, je ne vois pas comment partir de l'impédance de la self (supposons que j'ai mesuré son impédance et l'ai mise sous la forme alpha + j bêta) et remonter sur ma ligne jusqu'à RFO1 et RFO2 en voyant où ça m'emmène sur l'abaque de Smith. Si j'y arrive, je devrais pouvoir dimensionner mon circuit d'adaptation d'impédance pour que le PN5180 voie une impédance de sortie de 20 Ohms comme le demande sa datasheet. Mais là, je n'y arrive pas. Les experts de Smith, je fais appel à vous !

Et encore merci pour vos retours, ça me fait vraiment avancer dans ce projet.

[Gwinver]

Bonsoir.

Guère le temps d'en dire plus.
A ces fréquences, on peut se passer d'abaque de Smith.
Il existe des logiciels de simulation permettant de faire les calculs, il y en a deux en particuliers assez adapté à cet exercice :
RFsim99 (en cherchant sur le web on trouve des versions tournant sous Windows 10), et QUCS studio très complet :
http://qucsstudio.de/Docs/

Vu la fréquence; le morceau de câble peut être traité en composants discrets (selfs/capas), mais est probablement modélisable avec les deux logiciels vus plus haut.

[gwgidaz]

Bonjour,

1- je lis "The output impedance of each Tx outputs is approximately 1...3 Ohm" Si on demande de le charger par 20 ohms, alors cela signifie qu'il ne faut pas adapter, puisque à l'adaptation, les valeurs de résistance de la source et de a charge doivent être égales.

2- L'antenne est une charge en différentiel, ce qui, signifie qu'il y a une masse "fictive " de potentiel intermédiaire entre les deux entrées. Une charge différentielle d'impédance Z doit être vue comme deux charges en série d'impédance Z/2 , le point central étant à la masse . En pratique, on n'a pas besoin physiquement de ce point central, puisque le courant qui entre par un côté ressort par l'autre, il n'y a pas de courant vers la masse. La masse du câble peut donc rester en l'air côté antenne. En mode symétrique, dans une paire blindée, le courant dans un fil est égal et opposé à celui dans l'autre fil. Il n'y a pas de courant dans le blindage.

Vous pouvez prendre votre schéma non différentiel, et placer un miroir dessous...Mais si votre votre montage non différentiel injecte sur une antenne Z, avec le montage différentiel, chaque moitié injectera sur une charge Z/2, idem pour la source. si la source doit être chargée par 20 ohms, alors chaque demi schéma montrera une charge de 10 ohms à la source.

3- Votre câble fait tourner sur l'abaque de Smith d'un angle de l'ordre de 40 ° ( ça dépend de son facteur de vélocité) , ce qui n'est pas tout à fait négligeable. Mais vous n'êtes pas obligé d'adapter la charge au câble.
Vous devrez connaître l'impédance caractéristique Zc de votre câble en mode différentiel. Il est équivalent à deux câbles non symétriques de Zc/2
i
L'abaque vous donnera l'impédance en sortie du câble sachant l'impédance à l'autre extrémité. C'est cette impédance en sortie qu'il faudra transformer .( pour chaque demi schéma)

Pour l'abaque de smith, voir le lien : https://pratique-rfcircuits.monsite-...c48d039c1.html

[UneBestiole]

Ok, merci ces réponses qui me font avancer.

J'ai fait quelques essais avec RFSIM99 tel que suggéré par Gwinver. J'ai vérifié ce que propose gwgidaz, à savoir (si j'ai bien compris) que je peux simplifier ce circuit différentiel en 2 circuits symétriques et viser une impédance de 10 Ohms au lieu des 20 requis dans le cas différentiel. Franchement c'est ce que je pensais faire depuis un moment, mais la doc du PN5180 m'a bien induit en erreur. Comme on peut le voir sur la figure ci-dessous tiré du constructeur (AN11740), ils utilisent également RFSIM99 mais simulent leur circuit différentiel en le dessinant entièrement et tapent une masse sur la partie "négative" :
Pièce jointe 479339
Je ne comprends pas pourquoi mais soit... Bref, tout ça pour dire que j'ai utilisé le wizard du site de NXP pour dimensionner une antenne de 35cm sur 9cm (dimensions imposées pour mon projet), que ça m'a suggéré les adaptations suivantes :
Pièce jointe 479340
où la partie "antenne" en vert est le circuit équivalent à l'antenne telle que dimensionnée (i.e. pas de vrai capa ni de résistance en série à cet endroit). Vu que cette charge n'est pas "dessinable en miroir", j'ai dessiné le circuit suivant sur RFSIM99, donc en divisant l'inductance, la capa et la résistance représentant l'antenne par 2 :
Pièce jointe 479341
(vous m'arrêtez si je fais de la poop hein)
En dessinant aussi ce schéma mais juste la partie antenne (donc sans la partie filtre EMC et sans le circuit d'adaptation), RFSIM99 me dit que à 13.56MHz, l'impédance de l'antenne est de 1.34R+ j 140.73 R.
J'ai alors tapé ça dans le simulateur sur https://www.will-kelsey.com/smith_chart/ pour voir un peu où tous ces composants me baladent sur un diagramme de smith :
Pièce jointe 479342
Et là, évidemment, c'est étonnant car on ne termine pas à 10 Ohms (les 20 Ohms recommandés par le constructeur, divisés par 2 puisque circuit différentiel dessiné à moitié). En fait,l'impédance vue par le PN5180 a l'air super faible (0.794R-j5.74R) et si je fais ça, je vais surement cramer le PN5180. Donc je suis étonné car cela voudrait dire que suivre les recommandations du wizard du site de NXP tueraient le composant. RFSIM99 a l'air d'accord :
forum_futura_image5-16mai.png
Où l'impédance annoncée est sensiblement pareil pour le point à 13.56 MHz.
(à nouveau, si je me trompe, dites le moi).

Bon, je pourrais changer les composants pour arriver à 10 ohms sur le diagramme de Smith. Déjà, ce qui m'étonne en jouant un peu avec avec RFSIM99, c'est que une petite variation sur un des composants induits parfois un gros changement sur l'impédance finale. Vu qu'à terme on met des composants réels qui peuvent un peu varier de la valeur annoncée, je me dis que ça va bien foutre le brin. Ensuite, c'est vraiment galère de trouver les bonnes valeurs des capa (sur l'image ci-dessous DP3 et DP4) pour arriver sur le point 10 Ohms, sachant que je ne peux pas toucher au circuit EMC (DP5 et DP6). Que me recommandez-vous?

Et enfin dernière question, qui concerne la ligne de transmission / cable paire torsadée abordé dans les précédents messages et que je souhaite mettre entre. Est-ce bien comme sur l'image ci-dessous qu'on devrait dessiner cela sur RFSIM99 ?
forum_futura_image6-16mai.png
J'ai mis une impédance caractéristique de 68 Ohms si on suppose que je mets le cable cité dans mes messages précédents, c'est cette impédance que j'ai trouvé dans la notice. J'ai indiqué une vitesse de propagation en me basant sur le diélectrique, car je n'ai pas trouvé cette info telle quelle dans la datasheet J'ai compris le message de gwgidaz qui me dit qu'on n'est pas obligé de faire de l'adaptation d'impédance ici. Mais si je veux que l'impédance vue par le PN5180 ne dépende pas de la longueur du cable, ne dois-je pas "transformer" l'impédance de mon antenne dans du 68 Ohms avant de passer par la ligne de transmission ?

Sorry pour toutes ces questions, mais j'essaie d'avancer et de tenir compte au maximum de vos réponses

[Gwinver]

Bonsoir.

Toutes les pièces jointes ne sont pas visibles.

Mais, en attendant quelques petites remarques:
La représentation de la ligne coaxiale dans RFsim 99 semble correcte, mais il s'agit d'une ligne coaxiale avec un conducteur et une masse, ce qui diffère d'une ligne différentielle.

A cette fréquence, l'antenne est de petite dimension relativement à la longueur d'onde, le résultat est une impédance qui varie très vite en fonction de la fréquence, il est donc logique d'avoir une forte sensibilité et une partie réelle très faible.

Adapter l'antenne à 68 Ohms permettrait effectivement un déport sans modification de l'impédance, mais, il faut un circuit d'adaptation entre antenne et câble qui sera sujette à forte sensibilité.
Arès, il faut voir côté CI si il n'y a pas à nouveau une grosse transformation à faire.

Quel est el schéma utilisé pour :

En dessinant aussi ce schéma mais juste la partie antenne (donc sans la partie filtre EMC et sans le circuit d'adaptation), RFSIM99 me dit que à 13.56MHz, l'impédance de l'antenne est de 1.34R+ j 140.73 R.

A noter que RFsim99 peut donner les résultats en abaque de Smith, il y a aussi une fonction d'étude d'influence des tolérances (que j'ai rarement utilisé). Et aussi la fonction Match dans Tools --> Design

Sur l'AN, fig 25 il y a une petite note expliquant probablement la topologie de leur circuit :

(1) The “measurement GND” (= simulation GND) is not the PN5180 and evaluation board GND!

En section 4 de l'AN, il y a une section dédiée au "tuning", c'et là où tout se joue pour passer de la théorie à la réalité et donc probablement prendre en compte les tolérances des composants.

En tous cas, félicitations pour apprendre aussi vite à manipuler ces outils.

[gwgidaz]

Bonjour,
Je suis du même avis que GWinver, il faut d'abord transformer l'antenne en une résistance de 75 ohms ( si Zc du câble est 75ohms)

De cette façon, la longueur du câble ne jouera plus.

Pour cela reprenez votre figure N° 5 du départ :
L'antenne est une inductance L avec une résistance série RQ_S .
Son coefficient de surtension est Q= impédance de la self/ RQ_S
si vous connaissez Q et RQ-s, vous en déduisez L . Sinon faudra la mesurer, ce qui est plusc sage....

Pour "accorder " l'antenne sur la fréquence 13,56 MHz, il faut mettre en parallèle une CP1 de même module d'impédance que la self.
Cette capacité d'accord est très précise pour obtenir la résonance sur 13,56 MHz.....

Vous en déduirez alors la résistance au sommet du circuit résonant:
R = Z. Q Elle sera de plusieurs milliers d'ohms.....

La capa CS_1 joue le rôle de transformation d'impédance, pour transformer R en 75 ohms.
La formule , c'est Z( CS_1) au carré = 75 . R
Par exemple si vous avez trouvé R = 2000 ohms , alors l'impédance de CS_1 sera : 387 ohms ( à 13,56 MHz) , et vous en déduirez la valeur de CS_1 .
L'ajout de CS_1 va demander une lègère baisse de la capa d'accord RQ_S

A l'autre bout du câble, il faudra trandsformer 75 ohms en 10 ohms, par un circuit en L classique.

[gwgidaz]

Je prends un exemple, ( voir votre figure 5 de départ):

Vous devez avant tout connaître les caractéristiques de votre antenne , sa self et sa résistance série ( voir les liens à la fin)

supposons que les caractéristiques de l'antenne soient : L = 1,6 µH et résistance série r = 4 ohms ---> elle s'accorde sur 13,56 MHz avec CP_1 = 85pF

Mais comme on prend la moitié du schéma en mode différentiel, on aura sur la moitié haute L = 0,8 µH r = 2 ohms et CP1= 170 pF


L'impédance de la self est donc Z = jL.w = jL.2pi.F = j 68 ohms

Le Q du circuit est donc Q = Z /r = 68/2 = 34

La "résistance au sommet" du circuit LC est R = Z. Q = 68 .34 = 2300 ohms

Pour transformer cette résistance en 75 ohms , la capa Cs_1 qui va vers la ligne doit avoir une impédance moyenne géométrique des impédances de chaque coté, soit Z= rac ( 2300 . 75) = 415 ohms , ce qui correspond à une capacité de CS_1= 28pF


A la sortie de la ligne, nous avons toujours 75 ohms, qu'il faut transformer en 10 ohms par un circuit en L.

Ce sera avec une self et une capa d'' impédances moyenne géométrique entre 75 et 10, ( dans notre exemple) donc j27 ohms pour la self et -j27 ohms pour la capa,
On en déduit les valeurs à 13,56 MHz de Lemco et Cemco...

Il est important de voir que le circuit ayant un Q élevé, la capacité d'accord pour obtenir la résonance est très précise, et sa valeur exacte devra tenir compte qu'il y a déjà quelques pF de capacité parasite dans l'antenne.

Les autres composants de votre figure 5 ne servent à rien....

Pour bien comprendre tout cela, je vous conseille les liens :

https://pratique-rfcircuits.monsite-...ff0816856.html
( paragraphe "mesurer une self", pour caractériser l'antenne)

https://pratique-rfcircuits.monsite-...0c92060dd.html
paragraphe "transformateur en L et adaptation par capacité en tête" pour les transformations d'impédance)

[gwgidaz]

pour illustrer par un dessin:

[UneBestiole]

A nouveau, merci pour vos explications. Le site https://pratique-rfcircuits.monsite-orange.fr est vraiment bourré d'infos et en français, j'ingurgite les choses doucement, surtout que je vais devoir jouer avec un analyseur de réseau vectoriel quand viendra l'étape de tests, et là il y a plein d'explications sur les mesures, c'est top

J'ai essayé d'appliquer la méthodologie proposée par gwgidaz. Je sèche un peu sur le dimensionnement de la capa en parallèle de la coil :
- Coil avec L=1.12E-06H (le L de l'antenne fait en fait le double, mais considérons la partie haute du circuit miroir)
- elle s'accorde sur 13,56 MHz avec CP_1 = 123 pF, en posant Z_C=Z_L avec Z_C = 1/(2*pi*C) et Z_L=2*pi*L. Je n'ai donc pas tenu compte de R_ant (résistance intrinsèque à l'antenne), ni de "R_QS" (cf. la figure 5 que j'avais postée précédemment).
- Je trouve ensuite CS_1= 23.6pF (en considérant R_ant et R_QS). J'ai considéré un Z0=100 Ohms pour l'exercice. Détail du calcul ci-dessous.

forum_futura_image1-19mai.png

Ce qui m'embête c'est que si ça donne le Smith suivant :

forum_futura_image2-19mai.png

et je me serais attendu à finir sur mon point Z=Z0. Si je pose que la capa CP_1 = 98.1pF, ça tombe juste (voir image ci-dessous), comme si le CS_1= 23.6pF était juste mais que je me suis loupé sur le calcul de CP_1. D'où la première question : où ai-je foiré?

forum_futura_image3-19mai.jpg

Bon, à supposer que je termine bien sur Z=Z0, j'obtiens un circuit indépendant de la longueur de la ligne de transmission, youpee. Je dimensionne ensuite les 2 capa en amont de la ligne, je ne change rien à L0 et C0 de mon filtre car je veux une fréquence de coupure inchangée à 17 MHz, et je tombe bien sur R=10 Ohms.

forum_futura_image4-19mai.png

et le circuit suivant :

forum_futura_image5-19mai.png

Oui mais caramba, cela me fait apparaitre un autre problème (rhaaaa...) que je n'avais pas avant d'introduire ma ligne de transmission et qui est bloquant en l'état. Le souci est que je suis la note AN11314 afin de pouvoir gérer plusieurs antennes avec le même PN5180. J'utilise des mosfets qui ground tous les circuits des antennes et leur câble associé, sauf 1 (puis je fais la lecture du tag RFID, et je change d'antenne, et ainsi de suite). Cela signifie que, sur le schéma du dessus, les capas entourées en rouge (ici de 350 pF) sont mises au ground et donc viennent en parallèle de (et donc s'additionnent à) la capa C0 de mon filtre EMC. Avant, ces capa rouges étaient de petites devant C0, et donc n'avaient pas d'influence sur la fréquence de coupure de mon filtre (et je prévoyais de toute façon d'abaisser C0 en conséquence). Mais maintenant, avec 350 pF, je suis déjà plus haut que C0 avec une solution à 2 antennes. Et j'ai 8 antennes dans mon projet :'((((( Et ma fréquence de coupure doit être entre 17 MHz et 22 MHz de manière, si je comprends bien, à ne pas couper le 13.56 MHz mais bien virer les harmoniques (et se doit d'être inférieure à la fréquence de self-résonnance de l'antenne (ici 54 MHz, là on est large)). Donc je ne peux pas ne rien faire. Bref, je suis coincé. Si vous avez une idée pour ce dernier (on croise les doigts) pépin, je suis preneur.

J'ai essayé de rajouter une self en série, en aval de la capa en rouge, mais après réflexion c'est une solution foireuse car j'ai l'impression que ça créerait un autre filtre qui me virerait mon signal utile. Je sèche :/

[Gwinver]

Bonjour.

Deux remarques rapides.

Ce qui m'embête c'est que si ça donne le Smith suivant :

forum_futura_image2-19mai.png

De ma compréhension de l'outil, la ligne Z0 n'est pas terminée (c'est donc un circuit ouvert), il est donc logique de rester sur le bord de l'abaque de Smith.

Le multi-antenne avec commutateur me semble complexe, il serait probablement plus économique, plus simple et moins sensible aux tolérances d'avoir plusieurs lecteurs et faire la commutation au niveau de la lecture des capteurs. Le multiplexage dans le monde numérique est plus simple qu'en radio.

[gwgidaz]

Bonjour,

1- Pourquoi avez vous mis L = 2235 µH sur votre tableau?

2- L'antenne se caractérise par sa résistance série dans la maille "antenne" et CP1. Il n'y a donc qu'une résistance série à considérer , et pas deux résistances distinctes Rant et R QS. Peut-être la somme?
Il est obligatoire de placer cette résistance série, sinon vous n'aurez jamais une résistance de 100 ohms en sortie de CS1

3- je n'ai pas refait le calcul, mais si vous avez appliqué la formule de thomson, vous devez trouver la résonance de l"ensemble : la self de l'antenne et CP1...Pour cela:
Derrière C S1, avant de connecter la ligne, vous devrez trouver cent ohms sur la fréquence 13,56MHz. Il faudra faire varier CP1 autour de la valeur donnée par la formule de thomson , pour trouver 100 ohms à cette fréquence exacte.
En fait, la capacité CS1 joue un peu sur la fréquence de résonance, donc il faudra CP1 un peu plus faible que la valeur donné par la formule de thomson.

Si vous ne trouvez pas du tout 100 ohms derrière CS1 , à une fréquence proche de 13 ,56MHz, vous avez une erreur quelque part , donc ne pas aller plus loin tant que vous n'avez pas ce résultat...

[UneBestiole]

Merci pour vos retours.
Pour répondre à la question de gwgidaz "Pourquoi avez vous mis L = 2235 µH sur votre tableau?", il s'agit de la valeur de l'inductance de la coil. J'ai utilisé la moitié de cette valeur dans la formule (depuis j'ai un peu modifiées antennes, donc les valeurs ont changé)
Concernant le point sur les 2 résistances, donc je comprends qu'il y a la résistance intrinsèque de la coil et qu'il y a une résistance R_qs placée en série. Quand je modifie le Q-factor dans l'outil du site NXP, cela a un impact sur cette résistance R_qs additionnelle. Dans la formule, j'ai considéré la somme des 2. Les résultats obtenus semblent ainsi cohérents (i.e. je retrouve le Q-factor imposé).
Bon, au final, via le logiciel RFSIM99, j'obtiens des résultats qui me satisfont. Je n'ai pas pu adapter l'impédance à ma ligne de transmission et en même temps respecter la contrainte C1s < C0. Tanpis, j'ai donc laissé tombé l'idée de vouloir avoir un design indépendant de la longueur du cable. Il est en effet davantage important pour moi de pouvoir multiplexer ces antennes et d'en avoir au minimum 8.

In fine, j'obtiens le design suivant, modélisé entièrement sur RFSIM99 :

forum_futura_image1-22mai.jpg

Dans ce schéma, j'ai modélisé l'impact des mosfets en mettant le circuit de plusieurs antennes à la masse, et une seule (colonne de droite, tout en haut) n'est pas à la masse. J'arrive à respecter la contrainte Z proche et > de 10 ohms comme le montre le diagramme de Smith.

Les antennes sont les suivantes :
1 comme ça
forum_futura_image3-22mai.png
et 7 antennes comme celle-ci
forum_futura_image4-22mai.png

Avant de rentrer tout cela dans le logiciel KICAD, je souhaite vérifier un dernier point pour bien tenir compte de toutes vos recommandations :
gwgidaz indiquait dans un de ses commentaires l'assertion suivante : " Vous devrez connaître l'impédance caractéristique Zc de votre câble en mode différentiel. Il est équivalent à deux câbles non symétriques de Zc/2"
Sur mon schéma avec RFSIM99, j'ai indiqué des lignes de transmissions d'impédance caractéristiques Z0=100 ohms. La raison est que j'ai lu que une telle impédance caractéristique est relativement standard pour des câbles à paires torsadées (ex : cable CAT5). Mais avec cette histoire de schéma "miroir", je me demande si je n'aurais pas dû mettre des Z0=100 Ohms/2=50 Ohms dans le schéma. Évidemment c'est important pour moi de vérifier cela car cela impacte le diagramme de Smith.
J'ai regardé un peu le site https://www.wavetel.fr/base-de-conna...paire-torsadee pour réfléchir en fonction du schéma équivalent de la ligne, mais j'ai la trouille de me louper. Qu'en pensez-vous ?

forum_futura_image2-22mai.png

Dès que j'ai clarifié ce point, la carte part en prod'. Hâte de la brancher et d'entendre pschhht avec la petite fumée qui va bien

[Gwinver]

Bonjour.

La valeur de 2235 µH semble disproportionnée pour 13 MHz.
L'AN11740 mentionne des antennes de 1 à 4 tours pour une valeur ne dépassant pas 4µH.
A moins, bien sûr d'un usage très spécial, mais qui impliquerait de s'éloigner significativement des règles de design de lecteurs RFID.

Pour l'aspect multi-antennes, je ne comprends pas très bien l'AN 11314.
La figure 4 montre un schéma dans lequel les groupes de condensateurs avant le circuit de commutation sont en parallèles, par ailleurs, la commutation a pour effet de court circuiter les antennes, mais en même temps les condensateurs C5 et C6 ou C9 et C10 en fonction de l'antenne connectée. Il aurait fallu disposer des Mosfet en série avec les antennes.

Indépendamment de la topologie du circuit de commutation, le multiplexage à 8 antennes semble très (trop?) ambitieux.
En fonction du cadre de cette étude, il serait plus sage de faire déjà fonctionner correctement un système à une antenne, puis passer à deux antennes avec commutation avant de passer à plus.
Le multiplexage va induire l'ajout de beaucoup d'éléments parasites qui risquent d'affecter le fonctionnement des adaptations.

[UneBestiole]

My bad, vous avez tout à fait raison, Gwinver, il s'agit bien de 2235 nH, soit 2.235uH. Erreur de recopiage. Je respecte les recommandations de l'AN11740 je pense.

"Il aurait fallu disposer des Mosfet en série avec les antennes." ==> oui je me demande aussi pourquoi ne pas faire cela. Honnêtement, il y a 1 mois j'étais content en comprenant comment allumer une LED, donc je ne me suis pas trop aventuré à dévier des recommandations du fabriquant. D'où le choix de cette topologie.

Oui, le design à 8 antennes est ambitieux. Après, je me dis qu'au pire je ne connecte pas certaines antennes. Oui il y aura quelques éléments parasites, mais bon. Will see...

Qu'en pensez vous pour le Z0=100 ou 50 ohms sur RFSIM99 ?

[UneBestiole]

Pour la petite histoire, j'ai vraiment chercher à trouver le moyen le plus "propre" pour multiplexer ces antennes. Une solution avec un multiplexeur analogique ou des switchs RF a été envisagée. Ces solutions m'ont été déconseillées bien qu'il existe un produit commercial équivalent à ce que j'essaie de développer et qui utilise ces technologies. Le souci étant que les tensions au bornes de l'antennes peuvent apparemment atteindre des valeurs de l'ordre 60V et que ces composants ne sont pas idéaux pour cela. La solution de plutôt multiplexer la partie numérique a été envisagée également, mais d'une part elle augmente les coûts car plusieurs transceivers (ça, à la limite, vu de l'autre côté le temps passé sur le multiplexing du signal RF, on s'en fout un peu), mais aussi je devais alors voir pour amener ma communication SPI vers les antennes, et apparemment le SPI est plutôt adapté pour communiquer au sein d'une même board. J'aurais dû alors trouver des solutions pour transporter ce signal par quelque chose de plus robuste et là aussi, cela rajoutait de la complexité et des coûts de composants. Au final, j'ai choisi de suivre une note d'un fabriquant, ce qui me semblait raisonnable (sans savoir alors que j'aurais d'autres soucis, comme d'être limité à environ 8 antennes. Dans le meilleur des mondes, il m'aurait fallu environ 16 antennes. Tanpis je limiterai ma gourmandise)

[gwgidaz]

Bonjour,

- comme GWinver, je suis surpris par les 2355 µH, je suppose que c'est une erreur, ce sont des nH ....

- oui, il faut des lignes 50 ohms dans le schéma miroir

- je persiste à penser qu'il eût été bien plus simple de transformer l'impédance en 50 ohms avant la ligne: dans votre système, la capacité de la ligne, donc sa longueur va jouer énormément , du fait que la capacité d'accord doit être très précise... Avec 1 mètre de ligne, j'aurais parié que déjà il y a trop de capacité que celle nécessaire à accorder ..mais bon, je n'ai pas fait le calcul.....Qu'avez vous compté comme capacité linéique de votre ligne?

- Vous auriez alors besoin d'une seule résistance en série avec la self, pour simuler l'amortissement

[gwgidaz]

Je précise un peu :
Dans le cas où votre câble coaxial n'est pas adapté, vous aurez besoin de la capacité linéique de votre câble...Mais il s'agit d'un câble deux conducteurs blindés, donc il faudra la capacité linéique entre les conducteurs et celle entre chaque conducteur et le blindage. ( qui correspondent aux modes de propagation pairs et impairs...)

Aussi, il serait plus simple de chercher la solution "câble adapté" : même avec une erreur du simple au double sur l'impédance caractéristique, il n'y aura pas de variations sensibles de l'accord du circuit .

[Gwinver]

Un rapide tour sur le web montre que le lien SPI peut être utilisé sur une grande distance.

https://www.digikey.fr/fr/articles/w...20de%2010%20m.

Hors aspects budgétaires, il vaut mieux multiplexer dans le domaine numérique qu'analogique et plus encore qu'en RF.

Pour revenir à la figure 4 de l'AN 11314, je pense que le commutateur devrait être placé juste après le filtrage EMC et comporter au moins un élément série sur chaque fil.
Dans tous les cas, les transistors apportent des éléments parasites qui devront être pris en compte dans le calcul des éléments d'adaptation.

[UneBestiole]

gwgidaz, je suis d'accord avec vous, j'aurais également souhaité adapter ma charge à l'impédance caractéristique du câble, fut-elle égale à 50, 100 ou 150 ohms. Le problème, comme mentionné à la fin de mon post du 19/05, est que cela fait surgir un autre problème qui est pour moi insoluble : le circuit d'adaptation entre le filtre EMC (caractérisé par L0 en série et C0 en shunt) et le cable comporte une capa série CS1 suivie d'une capa en shunt (CP1) (si je lis dans le sens transceiver vers câble). Cette capa CS1, quand je fais l'adaptation, est du même ordre de grandeur que C0. Et pour pouvoir suivre la note AN11314, je dois avoir C0 >> CS1. Ces 2 contraintes sont donc inconciliables, et c'est pour cela que j'ai abandonné l'idée d'adapter à Z0 du cable. Je ne vous cache pas que je râle un peu sur ce fournisseur qui propose une "solution" pour multiplexer des antennes mais dont la solution vous force à mettre toutes les antennes au même endroit. Super utile...

Il n'y a pas de filtre passe bas qui comporte une capa en série (j'ai besoin d'une capa en série pour pouvoir grounder toutes les antennes sauf celle qui est lue). Ce matin je regardais les filtres de second ordre "butterworth bandpass" centré sur 13.56MHz et qui coupe suffisamment les harmoniques tout en me mettant de la capa en série. Puis en relisant le nom du filtre et le schéma du truc, je me suis dit que je partais vers une usine à gaz et j'ai fermé la fenêtre.

Pour l'instant, j'essaie de comprendre pourquoi le fournisseur n'a pas simplement proposé d'utiliser les mosfet en série sur les différentes antennes, juste après le filtre EMC. Cela éviterait de se retrouver avec ces bêtes capacités CS1 des antennes groundées qui viennent se mettre en // et donc s'ajouter à C0. Et si c'est une histoire que les antennes sont mises à la terre pour ne pas être laissées flottantes et ne pas interférer avec l'antenne en fonctionnement (je dis peut-être des bêtises), alors pourquoi ne pas laisser les mosfets qui ground les antennes ET en ajouter aussi en série après le filtre EMC, histoire d'avoir le meilleur des deux mondes.

Pas facile tout ça

edit : gwinver, vous avez répondu entretemps. Si je vous comprends bien, cela va dans le sens de mon post. Je vais encore dormir une nuit ou deux sur cela mais je pense que je vais suivre votre solution.
Pour le SPI, oui il y a un peu 2 sons de cloche. C'est probablement faisable, à envisager pour une version 2 si je me plante royalement ici.

Merci encore à vous deux pour vos retours !!!!!

[Gwinver]

Pour les aspects d'utilisation de plusieurs lecteurs, voici une application basée sur une carte Arduino avec 3 lecteurs.

https://github.com/playfultechnology...no-rfid-PN5180

Peut-être est-il possible de s'en inspirer.

[gwgidaz]

C'est CP1 qui ne sert à rien...

Si vous avez lu le lien que je vous ai donné :

Si vous voulez Co plus grand que CS1 , il faut augmenter le Q du circuit d'entrée Lo Co .

Si l'entrée doit faire 10 ohms, faisons par exemple Q = 12
L'entrée est une résistance série

Z de Lo = Z de Co = Z = Q x 10 ohms = 120 ohms ( j120 pour Lo et -j120 pour Co)

Résistance au point chaud ( point commun de Lo et Co = Q x Z = 12. 120 = 1440 ohms


On vire CP1 qui suit, et on veut être en 50 ohms pour la ligne
Z de CS1 = racine de ( 1440 x 50 ) = 270 ohms.

Dans ce cas Co est deux fois et demi plus grand que CS1

[Gwinver]

Bonsoir.

A la réflexion et relecture de cette partie de l'AN 11314, la commutation des Mosfets court circuite les condensateurs C5 et C6 de la figure 4.

Les condensateurs C3 et C4 se retrouvent connectés à la masse et donc en parallèle des condensateurs C1 et C2 du filtre EMC.

Le Mosfet série est donc inutile, mais, dans le cas de 8 antennes, il y aura 7 jeux de condensateurs en parallèle de ceux du filtre EMC. Ces derniers doivent être choisis en conséquence. Il faut espérer que cette somme de condensateurs en parallèle ne surpasse pas la valeur nécessaire au filtre EMC.

[gwgidaz]

Bonjour,

En effet, et il y a toujours 7 condensateurs, donc la valeur est à peu près connue.
Pour voir disparaître leur effet, il suffit de placer une inductance en parallèle d'admittance opposée.

[UneBestiole]

Placer une inductance en plus me plait. Vous dites en parallèle. J'ai fait quelques tests sur le simulateur de Smith chart, et c'est en tapant l'inductance comme ceci (donc plutôt en série j'ai l'impression) que je vais "en sens inverse" de l'effet de la capacité en série qui m'embête quand elle est trop grande.

Pensez-vous que je peux taper ce composant dans mon circuit de matching sans que ça mette le brin ailleurs ? Dans l'image, ne regardez pas les valeurs des composants, supposons que j'arrive à faire apparaitre l'impédance requise par la datasheet à la sortie du transceiver. Parce que si c'est le cas, c'est la fête, ça me permettrait d'abaisser à volonté Cs (et donc, de résoudre le problème qui m'empêchait de m'adapter à mon câble).
Si je comprends bien, mettre une capa et une inductance en série fait office de filtre qui vire une bande de fréquence. Tant que je veille à ce que le 13.56 MHz ne soit pas là dedans, on est bon?